随着全球对环境保护意识的增强和能源结构的转型，燃料电池汽车（FCV）^[1-2]作为汽车产业动力革命可能的终极方向之一，对于改善未来能源结构、发展低碳交通具有深远意义. FCV动力系统中的宽电压范围电流馈电谐振DC-DC变换器是实现能量优化管理和电能高效转换的核心部件. 在燃料电池汽车的开发过程中，动力系统^[3]的测试验证是其中的重要环节，动力系统的稳定运行面临诸多挑战. 其中宽电压范围^[4]下的能量利用率问题尤为突出，并且燃料电池的输出电压较低，单个电池仅为1.16 V，通常需要串联成电堆，以提高电压，但过多的串联会降低系统可靠性，故电堆的输出电压通常低于100 V，燃料电池由于具有软输出特性，电压会随负载电流的增加而下降. 为了将电堆与高压(380~400 V)直流母线连接，需要宽电压范围、高升压能力的直流变换器.

电压馈送型双有源桥(DAB)变换器^[5]因其电气隔离、软开关和高升压能力，被广泛应用于燃料电池领域. 高电压增益需要增加变压器匝数比，导致寄生电感和电容增大，可能引发电压尖峰和电磁干扰(EMI). 此外，高频输入电流纹波较大，通常需要额外的LC滤波器，但这会降低效率. LC谐振变换器^[6-7]具有高功率密度的特性，且能够在全负载范围内实现软开关，因此满足目前电力电子装置与功率器件小型化和集成化的要求，成为当下应用场合最广泛的隔离型直流变换器. 传统设计需要小磁化电感以实现高增益，增大了循环电流和开关管关断电流. 通过添加辅助变压器可以减小初级侧电感电流，但主变压器利用率低且电路体积较大. 隔离型电流馈电DC-DC变换器^[8]通常在电源端与桥式电路间串联大感值滤波电感，提供稳定的回路电流. 以端口电流为控制目标，通过电流馈电桥结构实现高增益，无须增加变压器匝数比. 双电流馈电桥结构可以显著减小输入电流纹波. 输入电感和漏电感的差异会导致开关元件出现电压尖峰，高升压时尤为明显，集成有源箝位电路的电流馈电变换器可以抑制电压尖峰，但控制复杂度较高. 双半桥(DHB)变换器的元件数量较少，控制复杂度较低，交错电流馈电DAB变换器^[9]理论上可以实现零输入电流纹波，但大范围升压比和软切换仍具挑战. 另一方面，电流馈电谐振变换器^[10]通过谐振槽实现软开关和额外升压，利用有源电压倍增器或双向交流开关，进一步提升电压. 将原边开关占空比固定为0.5，理论上可以实现无纹波输入电流，可以通过副边开关占空比调节输出电压.

本文提出适用于FCV动力系统的宽电压范围电流馈电谐振DC-DC变换器. 该变换器在初级侧采用电流馈电桥结构，次级侧采用非对称有源电压倍增器，无须增加变压器匝数比即可实现高升压变比，并显著降低输入电流纹波. 通过扩展的非对称调制，减少有源电压倍增器的开关损耗. 所提变换器的核心优势在于三模式运行：1)低输入电压的HB模式；2）额定输入电压的额定升压(NB)模式；3）高输入电压的低升压(LB)模式. 所提变换器在确保宽输入电压范围的同时，保证软开关条件. 该变换器能够在宽输入电压范围内实现高电压增益和最小输入电流纹波. 本文详细阐述了所提变换器的工作原理，对每种模式进行稳态分析，通过实验验证了三模式运行的有效性.

宽电压范围电流馈电谐振DC-DC变换器采用电流馈电桥. 变压器T的初级侧为有源箝位电路，馈电桥由2个电感L₁、L₂以及2个开关管S₁、S₂组成，有源箝位电路由2个开关管S₃、S₄以及1个箝位电容C_c组成，T的次级侧采用非对称半桥电路. 该结构包括1个谐振电感L_r(由变压器T的漏感和1个外部电感组成)、谐振电容C_r1和C_r2、开关管S₅以及谐振二极管D_r，如图1所示. 根据以下假设对电路操作进行简化：1) 所有开关器件均为理想元件；2) 变压器的励磁电感远大于谐振电感L_r；3) 输入电感L₁、L₂足够大，以保证电流连续模式运行. 初级侧电流馈电桥通过180°互补导通控制，实现输入电流的均流分配. 箝位电容C_c在开关管关断期间吸收漏感能量，有效抑制开关管两端的电压尖峰. 次级侧的非对称半桥通过谐振电容C_r1、C_r2与谐振电感L_r构成的LC谐振网络，实现ZVS特性，同时借助谐振二极管D_r组成的续流通路，实现磁复位功能.

1）阶段1[t₀, t₁]：在初始时刻t₀，开关管S₂、S₃和S₅启动，开关管S₁和S₄关闭. 在这个阶段，谐振电感L_r、输入电感L_in、谐振电容C_r以及开关管S₂和S₃的输出电容C_oss2和C_oss3共同进行谐振. 同时，输入电源V_in通过二极管D₁对输入电感L_in进行充电，电流逐渐上升. 随着谐振过程的发展，谐振电容C_r的电压逐渐减小，开关管S₂和S₃的输出电容C_oss2和C_oss3的电压逐渐增大，当增加到一定值时，二极管D₂和D₃开始导通，谐振过程结束，进入下一个阶段.

2）第2阶段[t₁, t₂]：在t₁时刻，开关管S₂和S₃失活，电路过渡到死区时间区域. 此时，开关管S₁和S₄处于激活状态，稳态工作模式如图2(b)所示. 开关管S₂和S₃处于非激活状态. 在这一阶段，输入电压V_in通过开关管S₁和二极管D₄对谐振电容C_r进行充电，输出电感L_out通过二极管D₂向负载提供能量. 在该过程中，谐振电容C_r和谐振电感L_r共同构成谐振网络，谐振频率和特性阻抗由式(6)、(7)确定. 死区时间的存在是为了防止开关管之间的直通现象，确保变换器的安全运行. 在死区时间内，所有开关管都处于非激活状态，电路中的能量流动暂时中断，直到下一个开关周期的开始. 随着死区时间的结束，电路进入第3阶段，此时开关管S₁和S₄失活，开关管S₂和S₃被激活，电路的工作状态再次发生变化. 在第2阶段中，状态平面轨迹上的状态点始终保持在A₂处，如图3(a)所示.

3）第3阶段[t₂, t₃]：在t₂时刻，由于二极管D_S1和D_S4在第2阶段导通，通过实现ZVS打开开关管S₁和S₄. 此时，开关管S₂和S₃开始导通，将输入电压V_in施加到谐振网络上，电路进入谐振状态，谐振网络中的电流和电压开始按照谐振频率进行周期性变化，而开关管S₁和S₄处于截止状态. 在这个阶段，谐振网络通过开关管S₂和S₃的导通，将输入电压转换为输出电压，并输出到负载上. 由于谐振网络的存在，输出电压的波形呈现一定的谐振特性，幅值和相位受到谐振网络参数的影响. 此时，$i_{L_{\mathrm{r}}} $开始向负方向直线上升， $v_{C_{\mathrm{r}}} $从峰值开始下降，如图2(c)所示.

在第3阶段中，−$nV_{C_{\mathrm{c}}} $、L_r、C_r1和C_r2的组合构成谐振腔，数学表达式如下：

(1)$ {L}_{{\mathrm{r}}}\frac{\text{d}{{{i}_{L_{\mathrm{r}}}}}(t)}{\text{d}t}=-n{V}_{C_{\mathrm{c}}}-{v}_{C_{\mathrm{rl}}}(t) . $

(2)$ {i}_{L_{\mathrm{r}}}(t)={C}_{{\mathrm{r}}}\frac{\text{d}{v}_{C_{\mathrm{rl}}}(t)}{\text{d}t} . $

4）第4阶段[t₃, t₄]：在t₃时刻，开关管S₅关闭，谐振二极管D_r同时打开，开关管S₁和S₄仍处于导通状态. 此时，电感L₁通过开关管S₁和S₄放电，同时向负载供电. 电流路径为：电源正极→开关管S₁→电感L₁→负载→开关管S₄→电源负极. 此时，由于二极管D_r的导通，电容C_r与电感L₁并联，共同参与放电过程. 随着电感L₁电流的减小，两端电压逐渐降低，直至t₄时刻，电感L₁的电流降至零，第4阶段结束. 在此过程中，由于开关管S₅的关闭和二极管D_r的导通，实现了从第3阶段到第4阶段的平滑过渡，保证了电路的稳定运行.

5）第5阶段[t₄, t₅]：在t₄时刻，使用ZCS关闭二极管D_r，$ {i}_{L_{\mathrm{r}}} $变为零，$ {v}_{C_{\mathrm{r}}} $保持在最小值，状态平面轨迹上的状态点始终保持在A₁处，如图3(a)所示. 随后，变换器进入第6阶段，此时变换器的工作模式转换至下一个周期，重新开始新的循环. 在第5阶段结束时，变换器为下一个工作周期做好了准备，等待输入电压和负载条件的变化，以便灵活地调整工作模式. 这种动态调整能力使得所提变换器能够在不同的输入电压条件下保持高效稳定的运行.

6）第6阶段[t₅, t₆]：在t₅时刻，开关管S₁和S₄被关断，电路进入死区时间间隔. 在第6阶段，状态平面轨迹上的状态点始终保持在A₁，如图3(a)所示. 随后，变换器进入短暂的过渡阶段，为即将开始的新工作模式做好准备. 在这一过渡阶段，变换器内部的所有元件都在等待下一个控制信号的到来，一旦接收到新的控制信号，变换器将立即切换至新的工作模式，继续高效稳定地工作.

1）工作阶段1[t₀，t₁]：在t₀时刻，由于二极管D_S2和D_S3在前一阶段导通，故使用ZVS打开开关管S₂和S₃. 此时$ {i}_{L_{\mathrm{r}}} $开始上升，${v}_{C_{\mathrm{r}}} $从最低点开始上升，类似于在HB模式的第1阶段. 在这一阶段，$n{V}_{C_{\mathrm{c}}} $、L_r、C_r1和C_r2的组合构成谐振腔，数学表达式如下：

(3)$ {L}_{{\mathrm{r}}}\frac{\text{d}{i}_{L_{\mathrm{r}}}(t)}{\text{d}t}=n{V}_{C_{\mathrm{c}}}-{v}_{C_{\mathrm{r1}}}(t) . $

(4)$ {i}_{L_{\mathrm{r}}}(t)={C}_{{\mathrm{r}}}\frac{\text{d}{v}_{C_{\mathrm{r1}}}(t)}{\text{d}t} . $

2）工作阶段2[t₁，t₂]：在t₁时刻，开关管S₂和S₃被关断，电路开始进入死区时间. 在规定的死区时间后，开关管S₁和S₄通过ZVS激活. 在第2阶段，状态平面轨迹上的状态点始终保持在A₂处，如图3(b)所示. 在此阶段，由于开关管S₂和S₃处于关断状态，而开关管S₁和S₄尚未激活，电路中的电流通过二极管D₁和D₄续流. 死区时间的设置是为了防止开关管的同时导通，从而避免短路. 在死区时间结束后，开关管S₁和S₄通过ZVS技术激活，这种技术有助于减少开关损耗并提高整体效率. 由于第2阶段的状态点保持在A₂处，变换器的输出电压保持稳定，实现了在额定输入电压下的额定升压功能.

3）工作阶段3[t₂，t₃]：在t₂时刻，开关管S₁和S₄使用ZVS打开，因为二极管D_S1和D_S4在第2阶段导通，$i_{{L_{\mathrm{r}}}} $开始上升，而$v_{C_{{\mathrm{r}}}} $从峰值开始下降. 在第3阶段，−$nV_{C_{\mathrm{c}}} $、V₀、L_r、C_r1和C_r2的组合构成谐振腔，数学表达式如下：

(5)$ {L}_{{\mathrm{r}}}\frac{\text{d}{i}_{L_{\mathrm{r}}}(t)}{\text{d}t}=-{nV_{C_{\mathrm{c}}}} +{V}_{0}-{v}_{C_{\mathrm{r1}}}(t) . $

(6)$ {i}_{L_{\mathrm{r}}}(t)={C}_{{\mathrm{r}}}\frac{\text{d}{v}_{C_{\mathrm{r1}}}(t)}{\text{d}t} . $

4）工作阶段4[t₃, t₄]：在t₃时刻，开关管S₁和S₄被关断，使电路进入死区时间间隔. 此时，$i_{L_{\mathrm{r }}}$变为零，$v_{C_{\mathrm{r}}} $达到最小值，状态平面轨迹上的状态点始终保持在A₁处，如图3(b)所示.

1）工作阶段1[t₀, t₁]：在t₀之前，开关管S₃处于开启状态. 在初始时刻t₀，由于二极管D_S2在前一阶段导通，开关管S₂以ZVS方式打开. 此时，$i_{L_{\mathrm{r}}} $启动，$v_{C_{\mathrm{r}}} $从最低值开始上升，类似于在NB模式第1阶段的工作情况. 在第1阶段，$nV_{{C_{\mathrm{c}} }}$、L_r、C_r1和C_r2的组合构成谐振腔，数学表达式如下：

(7)$ {L}_{{\mathrm{r}}}\frac{\text{d}{i}_{L_{\mathrm{r}}}(t)}{\text{d}t}=n{V}_{{{C_{\mathrm{c}}}}}-{v}_{C_{\mathrm{rl}}}(t) , $

(8)$ {i}_{L_{\mathrm{r}}}(t)={C}_{{\mathrm{r}}}\frac{\text{d}{v}_{C_{\mathrm{r1}}}(t)}{\text{d}t} . $

2）工作阶段2[t₁, t₂]：在初始时刻t₁，开关管S₃保持开启，开关管S₂关闭，S₄激活. S₂关闭后，在死区时间内，S₄的体二极管导通，将v_ds4降为零. 在死区时间结束后，S₄接通，S₄实现ZVS，即使当v_pri减至0时，L_r两端电压也会为−$ v_{C_\mathrm{rl}} $，因此$i_{L_{\mathrm{r}} }$迅速减小为零. 在第2阶段，L_r、C_r1和C_r2的组合构成谐振腔，数学表达式如下：

(9)$ {L}_{{\mathrm{r}}}\frac{\text{d}{i}_{L_{\mathrm{r}}}(t)}{\text{d}t}=-{v}_{C_{\mathrm{r1}}}(t) . $

(10)$ {i}_{L_{\mathrm{r}}}(t)={C}_{{\mathrm{r}}}\frac{\text{d}{v}_{C_{\mathrm{r1}}}(t)}{\text{d}t} . $

3）工作阶段3[t₂, t₃]：在初始时刻t₂，$i_{L_{\mathrm{r}} }$变为零，${v}_{C_{\mathrm{rl}}} $达到峰值. 在第3阶段的过程中，$i_{L_1} $和$i_{L_{2}} $不断减小，且状态平面轨迹上的状态点始终保持在A₃处，如图3(c)所示. 随后，${v}_{C_{\mathrm{r1}}} $开始减小，而${v}_{C_{\mathrm{r2}}} $开始增加，同时$ i_{L_{\mathrm{3}}} $开始从零逐渐增大. 在这一阶段，变换器进入低升压模式，将输入电压V_in转换为较低的输出电压V_out. 状态点从A₃沿着预定的轨迹移动到A₄，标志着第3阶段的结束和第4阶段的开始.

4）工作阶段4[t₃, t₄]：在初始时刻t₃，开关管S₃仍处于关闭状态，电路由此进入死区时间间隔，开关管S₁在预定的死锁时间后与ZVS同时开启. 在第4阶段，$i_{L_{\mathrm{3}}} $继续增加，$i_{L_{\mathrm{1}}} $和$i_{L_{\mathrm{2}}} $减小至零，${v}_{C_{\mathrm{r1}}} $减小至零，${v}_{C_{\mathrm{r2}}} $达到最大值. 此时，变换器完成了从一个周期到下一个周期的过渡，准备开始新的工作周期. 整个过程在高输入电压下有效地实现了低升压功能，确保了变换器在宽输入范围内的稳定运行. 状态平面轨迹上的状态点始终保持在A₃处，如图3(c)所示，在随后的半开关期间，电路的波形与第1~4阶段观察到的波形相似.

如图4所示，在电路运行的初始状态，变压器T的初级绕组N_p和次级绕组N_s处于断开状态，次级谐振二极管D_r处于导通状态，电流$i_{D_{\mathrm{r}}} $流过D_r. 此外，当初级绕组N_p导通时，初级电流$i_{{L_{1}}} $开始上升，通过变压器T的互感作用，次级绕组N_s的电压开始上升. 次级绕组N_s的电压上升，导致次级谐振电感L_r和电容C_r1、C_r2开始谐振. 在谐振过程中，次级电流$i_{L_{\mathrm{r}} }$和$i_{L_{\mathrm{m}}} $在L_r和C_r1、C_r2之间来回振荡. 当次级电压达到二极管D_r的反向电压时，D_r开始反向恢复，由于谐振电容C_r1、C_r2的存在，在反向恢复过程中，D_r的电流$i_{D_{\mathrm{r}}} $(t₄)=0. 当D_r的电流减小到零时，D_r实现ZCS，避免了开关损耗和电磁干扰（EMI）. 在该过程中，谐振电容C_r1、C_r2起到了关键作用，通过吸收和释放能量，实现了D_r的反向恢复抑制. 在D_r实现ZCS后，能量从初级绕组N_p通过变压器T传输到次级绕组N_s，次级电流$i_{L_{\mathrm{r}} } $继续流动，通过负载R₀进行能量传输. 当达到预设的导通时间或能量传输完成后，次级绕组N_s断开，次级谐振过程停止，二极管D_r再次导通，准备下一个开关周期.

通过上述动态运行过程，次级谐振二极管D_r实现了ZCS，有效抑制了反向恢复，提高了变换器的效率和可靠性.

如图5所示为每种模式的开关运行机制. 其中，$ V_{{\mathrm{oref}}}'$为标幺化后的输出电压参考值，f_s为开关频率，$ \theta $为相位差，$ P_{\mathrm{o}}' $为标幺化后的输出功率，$T_{\mathrm{s}}' $为标幺化后的开关周期. 在HB模式中，主开关配对为开关管S₂和S₃、S₁和S₄配对，每对开关以固定的0.5占空比执行180°相移操作. 当开关管对S₂、S₃启动时，辅助开关管S₅同时接通，并在0.5+D_HB间隔期间保持接通. 将占空比D_HB作为控制输入，调节输出电压. 在NB模式中，初级开关的工作方式与HB模式相同，次级开关管S₅保持关断，只有本体二极管导通. 在LB模式中，主开关管的工作方式与NB、HB模式相同，但开关管S₂的占空比为D_LB，开关管S₄的占空比与开关管S₂的占空比互补，开关管S₁的占空比为D_LB，与开关管S₂相位相差180°，S₃的占空比与S₁互补，次级开关管S₅保持断开，只有本体二极管导通，与NB模式相同. 将占空比D_LB作为控制输入，调节输出电压. 通过比较满载条件下的V_in和V_nom，验证了HB、LB和NB模式及软开关性能.

为了验证三模态宽电压范围电流馈电谐振DC-DC变换器的运行性能，在TMS320F28335数字控制器的基础上，搭载500 W的小功率实验样机，变换器的技术参数如表1所示. 其中，主开关采用英飞凌公司的IPP180N10N3G的MOSFET器件开关管，次级开关管采用威世IRFP460PBF的MOSFET. 实验装置如图6所示.

当V_in = 30 V时，所提变换器工作于HB模式，如图7所示. 其中，v_gs2为开关管S₂的栅极至源极电压，v_gs5为开关管S₅的栅极至源极电压，i_ds1~i_ds4为开关管S₁~S₄的开关电流. 在开关周期的前半段，$i_{L_{\mathrm{r}}} $遵循完全正弦的波形. 在开关管S₂关断后，$i_{L_{\mathrm{r}}} $几乎呈线性增长，因为开关管S₅在D_HBT_s期间处于开启状态，对谐振电感L_r充电. 当开关管S₅关断时，L_r放电，导致$i_{{{L}}_{\mathrm{r}}} $按照正弦波形下降，消除了一次关断损耗造成的开关损耗. i_ds1、i_ds3和i_ds4实现了ZVS打开，因为当开关管S₁、S₃和S₄打开时，每个开关管都有一个负值，而i_ds2无法实现ZVS打开. 如图7(c)所示为V_in、V_o、开关管S₅的开关电流i_ds5和谐振二极管电流$i_{D_{\mathrm{r}}} $的实验波形. 由于开关管的ZCS作用，没有出现反向恢复问题.

当V_in = 55V时，所提变换器工作于NB模式，如图8所示. 在该模式下，由于次级侧开关管S₅保持不工作的状态，$i_{L_{\mathrm{r}}} $显示出几乎纯正弦的模式，不进行升压操作(即D_HBT_s = 0). 在轻载条件下，$ {i}_{L_{\mathrm{r}}} $不遵循正弦波形，因为$ {i}_{L_{\mathrm{m}}} $对整个$ {i}_{L_{\mathrm{r}}} $有很大的影响，所有一次侧开关都实现了ZVS接通，这与在HB模式中观察到的情况不同. 此外，谐振二极管D_r不会出现反向恢复的问题.

当V_in = 80 V时，所提变换器工作于LB模式，如图9所示. 当开关管S₂接通时，开关管S₃保持接通，$i_{L_{\mathrm{r}} }$呈正弦曲线上升. 在开关管S₂关闭后，开关管S₄启动，共振结束，$i_{L_{\mathrm{r}}} $迅速降至零. 所有主侧开关都实现了ZVS打开，谐振二极管D_r不会遇到类似其他模式的反向恢复问题.

如图10所示为每种运行模式下的输入电流纹波消除情况. 其中，i_in为输入电流，$i_{L_{\mathrm{1}}} $和$i_{L_{\mathrm{2}}} $分别为输入电感L₁和L₂的电流. 在HB和NB模式下，开关管S₂的占空比(用D_pri表示)保持0.5不变，初级侧的2个对角开关对以180°的相位差运行，如图10(a)所示. 这种配置确保了$i_{L_{\mathrm{1}}} $和$i_{L_{\mathrm{2}}} $波纹的完全对称性，当这些纹波在输入端叠加时，会产生破坏性干扰，导致输入电流纹波几乎为零，这一特性有助于延长燃料电池的使用寿命. 与占空比D_pri固定为0.5的其他模式不同，LB模式很难实现零输入电流纹波，因为$i_{L_{1}} $和$ i_{L_{\mathrm{2}}}$的纹波由于D_pri的调整而具有不同的相位，如图10(b)所示.

如图11所示为v_gs2、v_gs5以及开关电流i_ds1和i_ds2. 所有开关管的行为都与满载条件下的相同，因此仅显示开关管S₁、S₂的波形. 在HB模式中，i_ds1、i_ds3和i_ds4实现了ZVS开启，i_ds2无法实现类似于满载条件下的ZVS开启. 在NB模式中，所有初级侧开关都实现了ZVS接通，这与在HB模式下观察到的情况不同，由于谐振二极管D_r的ZCS作用，D_r不会遇到反向恢复问题. 在LB模式下，开关管S₁和S₂实现了ZVS启动，D_r不会出现与其他模式类似的反向恢复问题.

如图12所示为开关管S₁和S₂的栅极到源极电压v_gs、电压v_ds和漏极至源极电流i_d. 可以看出，在HB模式下，在v_gs1接通之前，v_ds1降为零；在NB和LB模式下，v_ds2在开关管S₁的栅级到源级间加上电压v_gs2前降至零.

如图13所示为所提变换器从HB模式转换到LB模式时的实验结果. 其中，输入电压从低电压(V_in = 46.7 V)变为高电压(V_in = 71.7 V). 可以看出，控制算法改变了开关管的状态，并将输出电压调节到了参考电平.

为了评估所提变换器的动态响应，分析3种工作模式下的负载功率阶跃变化，从P_o = 500 W到P_o = 250 W，如图14所示.

当负载阶跃发生变化时，输出电压可以在负载变化的情况下很好地跟踪参考输出电压. 如图15所示为在不同工作模式下的功率转换效率曲线. 在NB模式下，当P_o = 350 W时，所提变换器的峰值功率转换效率η = 95%. 在HB模式下，升压占空比D_HB根据输出负载的不同而变化. 在占空比为D_HB的HB模式下，变换器升压工作期间，开关管S₅中的电流会增加，传导损耗增大，从而降低功率转换效率.

如表2所示，η为效率. 文献[11]、[13]中的变换器虽然具有更宽的输入电压范围，但输出电压范围较窄也较小，且具有较多的功率组件，增大了成本和调制复杂度. 此外，文献[12]中变换器的输入电压范围较窄，存在成本和调制复杂度较高的问题. 文献[14]中变换器的输入、输出电压范围均不如所提的变换器，效率也稍低. 综上所述，所提变换器在使用最少数量的组件情况下，实现了输入电压调节范围的扩展. 这一特性有助于减小变换器的体积和成本，在FCV动力系统应用的背景下，为车载电气系统提供了宝贵的技术优势.

提出适用于FCV动力系统的三模态宽电压范围电流馈电谐振DC-DC变换器. 该变换器采用改进型非对称调制技术，能够在较宽的输入电压范围内实现高效运行. 三模式运行特性使得变换器可以根据输入电压与额定电压的关系，在不同工作模式间无缝切换，从而确保在宽电压范围内的连续稳定运行. 这种设计采用双电流馈电全桥拓扑，变压器初级侧采用主动钳位电路，次级侧采用非对称半桥电路，它的元件数量极少，只有5个开关管和1个二极管，变压器匝数比也很低. 该变换器能够达到较高的功率密度. 通过采用扩展的非对称调制，该电路将整流器的开启损耗降低了50%，最大限度地减少了开关元件. 通过实验验证了在NB模式下的峰值效率达到95%，体现了所提变换器运行的有效性. 所提变换器适用于FCV动力系统，可以满足低电流纹波和稳定输出直流电压的关键技术要求.