高强度聚焦超声(high-intensity focused ultrasound，HIFU)作为非侵入热消融技术，目前已广泛应用于子宫肌瘤的临床治疗^[1]，还可与化疗等治疗手段联合使用^[2]. HIFU系统通过精确控制输出的声功率，将超声波聚焦于体内靶组织，使局部快速升温，实现组织热消融，同时不影响周围正常组织. HIFU系统的输出声功率直接影响消融结果，声功率是驱动功率和HIFU换能器电声转换效率的乘积. HIFU系统的驱动电路包括信号源和功率放大器^[3]，用于产生驱动功率；电声转换效率由换能器决定，在工作时基本不变. 因此，可通过监测驱动功率间接监测声功率^[3-4]，进而为HIFU系统提供质量保证. 当系统输出声功率超过安全水平时，可及时关闭系统，避免伤害患者或系统本身. 另一方面，在HIFU系统工作时，若换能器老化导致阻抗变化或驱动电路的阻抗匹配水平不佳^[5]，会产生大量反射功率并被驱动电路吸收转化成热能，因此可通过监测反射功率，防止反射功率过大产生过热进而损坏功率放大器. 无论是商用HIFU系统还是临床实验系统^[6]，驱动功率监测始终是HIFU系统的重要功能模块之一，可以为系统提供闭环反馈，保证HIFU治疗过程的安全性和有效性.

目前HIFU系统的驱动功率监测主要有2种方法：分别测量HIFU换能器的电压、电流及其相位差以计算功率、使用商用功率计结合功率传感器测量功率. HIFU换能器是容性负载，其两端电压与通过电流之间存在相位差，计算驱动功率不仅须测量加载到HIFU换能器两端的电压与流过换能器的电流，还须测量电压与电流间的相位角. 这种方法通常应用于实验室和HIFU单阵元球面换能器系统^[7-9]，若要将其集成到现有HIFU系统中，尤其是多阵元HIFU相控阵换能器系统，须对每个阵元回路添加电压、电流探头及相位校正装置，电路设计较复杂，且成本较高. Buchanan等^[10]最早提出使用射频功率计测量HIFU系统的驱动功率. 目前商用功率计主要有Keysight、Bird和Rohde & Schwarz，通过与特定功率传感器相结合，能够实现高精度、宽频带的入射功率与反射功率测量. 功率计具有高精度、高灵敏性等优点，但由于功率传感器设计的精密性与复杂性，难以将市场上的功率计直接集成进现有HIFU系统，须额外添加功率计与HIFU系统的通信模块，须对目前的HIFU系统进行较大改动；另外对于多阵元HIFU系统，须对每个阵元使用功率传感器进行检测，价格昂贵. 因此目前功率计仅用于临床和实验室HIFU系统 ^[11-12]. El-Desouki等^[13]在HIFU系统驱动电路设计的综述中，Ellens等^[6]在临床磁共振成像引导HIFU系统设计的综述中，Maruvada等^[14]在HIFU温升测量实验系统设计中，Qiu等^[15]在刺激神经的超声系统中，均提出使用定向耦合器与功率计结合的方式监测驱动功率. Liu等^[16-18]在所设计的256路HIFU双频相控阵系统中，也提出使用基于定向耦合器的驱动功率监测方法实现驱动电路的功率监测和反馈控制. 但是，耦合得到的信号为正弦波，对后续信号采集模块的采样率要求较高，且正弦信号与实际功率的关系须提前测量，并根据趋势进行拟合，可能存在一定误差.

本研究提出基于双定向耦合器与均方根(root mean square，RMS）功率检波器的在线功率监测方法，搭建了易于集成到现有HIFU系统中的驱动功率监测装置，并将该装置的测量结果与电压-电流-相位角和功率计这2种方法的入射和反射功率测量结果作比较.

基于功率耦合和功率检波的HIFU驱动功率监测技术主要由双定向耦合器和RMS检波器实现. 双定向耦合器可将HIFU驱动电路中入射信号和反射信号分别耦合出一小部分（至少千分之一功率）用于功率检测，同时不会影响驱动电路的正常工作. 本研究选用微带线型的定向耦合器，通过间隙耦合的射频能量包含电场耦合和磁场耦合2种成分. 在2种耦合方式的共同作用下，耦合端的电流得到加强，隔离端的电流得到削弱，通过调节电场耦合与磁场耦合的比例，使得能量只能从耦合口输出，形成定向传输，使耦合器具有方向性. 对于RMS检波器，输入信号首先经过高性能的可变增益放大器(variable gain amplifier，VGA)，之后信号被输送到平方律检波器进行有效值检测，然后通过内部的幅度调整电路调节输出幅值大小，将信号输出. RMS检波器将输入的正弦交流小信号转换成直流或接近直流的电压信号. 输出电压与输入信号的功率(dBm)在一定范围内呈线性关系，输入与输出关系的表达式为

(1) $ {U_{{\rm{OUT}}}} = {U_{{\rm{SLOPE}}}} ({P_{{\rm{IN}}}} - {P_{\rm{0}}}). $

式中：U_OUT为输出电压，U_SLOPE为斜率，P_IN为输入信号功率，P₀为截距. RMS检波器的输出增益不会随着检测信号波形的改变而改变，检波器输出基于检测信号的有效值，适合复杂或者峰均比多变的信号的功率检测.

如图1所示为所实现的驱动功率监测装置示意图，该装置包括3个单元：功率耦合单元、功率检测单元和数据采集单元. 功率耦合单元包含1个双定向耦合器和2个衰减器，如表1所示. 该耦合器的耦合系数为−30 dB，工作频率范围为0.1~10.0 MHz，最大检测功率为1 500 W，HIFU换能器工作功率为10~100 W，即40~50 dBm，符合功率检测需求. 本装置中衰减器的衰减系数为20 dB，可将信号进一步衰减至功率检波器的测量范围内.

功率检测单元包含入射功率检测和反射功率检测，由2个RMS功率检波器组成，具体型号如表1所示. 该功率检波器的检波频率范围为50 Hz~6 GHz，功率范围为−50~0 dBm. RMS功率检波器灵敏度高，转换速度快，可将功率耦合单元输出的入射功率和反射功率的正弦交流小信号转换成直流或接近直流的电压信号. 检测输出信号的电压，根据输出电压与输入信号功率的线性关系，可反推出检波器输入信号的功率.

功率数据采集单元主要完成模数转换功能. 模数转换是将功率检测单元的输出模拟电压信号转换成数字信号，以便后续计算处理. 本模块选用表1的微控制器，该器件集成3个12位逐次逼近型模数转换器(analog-to-digital converter，ADC)，满足电压数据的采集精度需求.

如图2所示为本装置测量HIFU驱动功率的电路图，信号发生器发出的信号经过功率放大器放大，再经过本装置后传送至换能器. 双定向耦合器将驱动电路中的入射信号与反射信号分别耦合，然后通过RMS功率检波器进行功率检测. 根据检波器的输入与输出关系及耦合器的耦合系数，可计算入射功率与反射功率. 采用表1中的功率计校准驱动功率检测装置，确定功率检波器的输出电压与输入信号功率的具体线性关系.

如图3所示为本装置与功率计的入射功率与反射功率测量电路连接图，即在使用本装置测量功率的电路中，在功率放大器与本装置之间添加商用功率计，具体仪器如表1所示. 以功率计的测量结果为标准，将本装置测量结果与之对比，比较测量误差. 分别选取中心频率为1.0、1.4 MHz的换能器各4个作为负载，调节信号发生器的输出信号峰峰值为20~170、30~200 mV，每10 mV测量一组数据，以功率计测量得到的入射功率与反射功率结果为标准，将功率监测装置的测量结果与之对比，入射功率与反射功率相对测量误差表达式分别为

(2) $ \left. \begin{align} & {\delta _{\rm{f}}}{\rm{ = }}\frac{{\left| {{P_{\rm mf}} - {P_{\rm af}}} \right|}}{{{P_{\rm af}}}}{\rm{ \times }}100{\text{% }},\\ & {\delta _{\rm{r}}}{\rm{ = }}\frac{{\left| {{P_{\rm m{\rm{r}}}} - {P_{\rm ar}}} \right|}}{{{P_{\rm ar}}}}{\rm{ \times }}100{\text{% }}{\rm{.}} \end{align} \right\} $

式中：P_mf、P_mr分别为本装置测量的入射功率和反射功率，P_af、P_ar分别为功率计测量得到的入射功率和反射功率.

如图4所示为本装置与电压-电流-相位角方式测量电路的连接图，在图2基础上增添了电流及电压探头. 电压与电流的测量结合DSOX4PWR功率测量软件，并且在每次测量之前使用偏移校正夹具进行电压探头通道与电流探头通道之间的相位延时补偿，消除通道之间延时造成的电压与电流的相位偏差. 随机选择2个中心频率为1.4 MHz的换能器作为负载，信号源峰峰值为100~200 mV，每10 mV测量一组数据. 利用功率监测装置测量入射功率与反射功率并与电压电流测量结果进行对比，相对误差为

(3) $ \delta {\rm{ = }}\frac{{\left| {{P_{\rm m}} - {P_{\rm{a}}}} \right|}}{{{P_{\rm{a}}}}}{\rm{ \times }}100{\text{% }} $

式中：P_m为本装置测得的入射功率与反射功率的差值，即加载到换能器上的功率；P_a为电压电流方式的测算结果.

如图5所示为在1.0 MHz频率点，本装置与功率计测得的入射功率及反射功率的测量相对误差δ_f、δ_r与实际功率P的散点图. 对于含64组数据的样本，入射功率的测量误差为1.38%±0.93%，最大误差为3.59%；当入射功率超过15 W时，测量误差小于2.00%. 反射功率的测量误差为3.54%±2.57%，最大误差为 8.70%；当反射功率大于10 W时，测量误差小于2.00%.

在相同输出信号峰峰值范围内，当信号频率为1.4 MHz时，本装置测量的入射功率及反射功率的测量相对误差与实际功率的散点图如图6所示. 由于阻抗不同，1.4 MHz频率下的整体测量功率的范围较1.0 MHz下的小. 由测得的72组数据来看，入射功率的测量相对误差为1.84%±1.30%，最大误差为5.92%；反射功率的测量相对误差为6.41%±2.99%，最大误差为15.72%，与1.0 MHz下的测试结果的精度水平基本一致. 当功率小于1 W时，反射功率出现大于10%的测量相对误差，这是由于定向耦合器方向性有限.

如图7所示为本装置与电压-电流-相位角测得的加载到换能器上的电功率P的相对误差δ. 以电压-电流-相位角方式为准，本装置的测量误差为1.79%±1.23%，整体小于5.00%，样本量为22.

在HIFU驱动电路中，为了将负载阻抗匹配为50 Ω，须在换能器前加载阻抗匹配网络，以减少驱动电路中的反射功率，防止反射功率过大破坏功率放大器；同时增大加载到换能器的电功率，提高效率，确保输出的稳定性，因此对驱动电路中阻抗匹配情况的监测十分重要^[19]. 利用本装置测量驱动电路中的入射功率和反射功率，计算电压驻波比（voltage standing wave ratio，VSWR），对驱动电路的阻抗匹配情况进行评估^[20]. VSWR为电路中驻波电压的最大值与最小值的比值，其中驻波电压最大值为入射与反射信号的幅值之和，最小值为两者之差. 由信号幅值与功率的关系，可以得到VSWR的表达式如下：

(4) ${\rm VSWR} = \frac{{{V_{\rm{f}}} + {V_{\rm{r}}}}}{{{V_{\rm{f}}} - {V_{\rm{r}}}}} = \frac{{1 + {{{V_{\rm{r}}}} / {{V_{\rm{f}}}}}}}{{1 - {{{V_{\rm{r}}}} / {{V_{\rm{f}}}}}}} = \frac{{1 + \sqrt {{{{P_{\rm{r}}}} / {{P_{\rm{f}}}}}} }}{{1 - \sqrt {{{{P_{\rm{r}}}} / {{P_{\rm{f}}}}}} }}.$

式中：V_f、V_r分别为入射和反射信号幅值，P_f、P_r分别为入射和反射功率. 在正常情况下，驱动电路的反射功率不应该超过入射功率的一半，按照式（3）计算此时驱动电路的电压驻波比约为6，当驱动电路的VSWR<6时，电路工作状态正常；当驱动电路的VSWR>6时，驱动电路工作状态异常，反射功率过大，为了保护功率放大器，须及时调节驱动电路的输出阻抗匹配电路，改善驱动电路的输出阻抗匹配，或更换新的负载，保证仪器安全.

在实验中1.4 MHz换能器的功率测量误差略大于1.0 MHz换能器，这主要是源于检波误差. 不同频率的换能器具有不同的阻抗特性，因此当信号发生器的输出信号相同时，2种换能器的实际入射和反射功率存在一定差异. 总体来看，在实验信号范围内，1.0 MHz换能器的功率测量范围比1.4 MHz换能器大，1.0 MHz换能器的入射功率为0~30 W，反射功率为0~15 W，而1.4 MHz换能器入射和反射功率分别为0~15 W、0~5 W. 在实验中获取检波器电压数值使用的ADC具有12位精度，计算可得测量电压精度为0.8 mV. 根据检波板的输出电压与输入功率的线性关系，检测到的功率结果(dBm)也会有一定的测量误差. 测得功率的单位在由P₁(dBm)转换为P₂(mW)时，经历了指数变化：

(5) ${P_2} = {10^{{{{P_1}}/ {10}}}}.$

当实际功率较小时，这种指数变化会放大其测量误差，导致相对误差变大；当实际功率较大时，这种指数变化产生的影响较小，测量结果的相对误差也较小，这解释了1.4 MHz和1.0 MHz换能器的功率测量误差不一致的原因.

如图5、6所示，在1.0、1.4 MHz处反射功率的相对误差均大于入射功率，这主要是由于定向耦合器的方向性有限^[21]. 方向性是定向耦合器的重要参数之一，并且不可改变，其大小直接影响功率测量的准确性. 在理想情况下，如果定向耦合器具有无限的方向性，经过定向耦合器耦合后反射功率与理论电路中的反射功率一致，但在实际中定向耦合器的方向性有限，而耦合的反射信号是定向耦合器与负载两者矢量相加的结果. 根据反射系数的矢量相加关系，实际反射系数在最大值 $\left| {{{{ r}_{{\rm{r,max}}}}} } \right|$与最小值 $\left| {{{{ r}_{{\rm{r,min}}}}} } \right|$之间变化：

(6) $ \begin{array}{l} \left| {{{{ r}_{{\rm{r,max}}}}} } \right| = \left| {{{{ r}_{\rm{d}}}} } \right| + \left| { {{{ r}_{{\rm{load}}}}} } \right|, \quad \left| {{{{ r}_{{\rm{r,min}}}}} } \right| = \left| { {{{ r}_{\rm{d}}}} } \right| - \left| { {{{ r}_{{\rm{load}}}}} } \right|. \end{array} $

式中： ${{{ r}_{\rm{d}}}} $为定向耦合器辅线的反射系数， $ {{{ r}_{\rm{load}}}} $为负载的反射系数. 因此在实际耦合后，信号功率与理论数值在最大值与最小值之间变化.

假设驱动电路的VSWR=6，功率放大器的输出功率为10 W，在理论上耦合的反射功率为5.105 W. 如图8所示为定向耦合器实际耦合反射功率的最大值P_{r, max}与最小值P_{r, min}随定向耦合器方向性D的变化曲线. 可见，随着定向耦合器方向性的增大，定向耦合器实际检测到的反射功率变化区间越来越小，实际耦合反射功率最值与理论反射功率相对误差δ随着耦合器方向性D的增大而减小，如图9所示. 本装置选用的定向耦合器的方向性为25 dB，在此情况下检测到的反射功率误差为16.59%，与实际的实验结果吻合. 根据分析结果可知，在反射功率测量中，定向耦合器方向性有限带来的误差，会导致功率监测装置的反射功率测量相对误差较大且大于入射功率误差，因此，建议选取具有尽可能大的方向性的定向耦合器，或者通过增加匹配电路尽可能地降低负载的VSWR.

如表2所示为本装置与传统测量方式的对比. 从成本而言，无论是电压-电流-相位角方法还是功率计方法，一套设备超过 ${\rm{\$ 4\; 000}}$，而本装置所需部件总和不超过 ${\rm{\$ 2\;000}}$，比前2种方式节约成本近一半以上；电压-电流-相位角方法和功率计方法，由于价格昂贵、电路过于复杂等原因，均难以实现多路阵元的功率监测；对于商用功率计，难以将其直接集成到现有的HIFU系统中. 本研究提出的功率监测装置，可通过多路轮询的方式实现相控聚焦超声多阵元的功率检测. 多路轮询既可提升效率，在极短时间内检测多个换能器的功率水平，又能降低成本，减少无谓的器件重复. 另外，所要求的电路结构简单，多路间切换时间短，不影响原驱动电路的正常工作，可在改变较小的情况下集成到目前的HIFU系统中.

除了实现多路功率监测外，还须完善脉冲波的功率检测功能. 目前该装置只用于监测连续波功率，但HIFU系统存在脉冲波的工作模式，因此监测脉冲波功率也是HIFU系统功率监测模块不可或缺的重要功能. 目前限制该装置对脉冲波功率检测的主要是ADC的采样率，重新选择具有更高采样率的ADC模块可有效改善功率检测装置的性能.

本研究阐述了基于功率耦合和功率检波的HIFU系统的驱动功率监测技术，实现了基于双定向耦合器与RMS功率检波器的功率监测装置. 通过测量误差可知，本装置与测量换能器电压-电流-相位角和商用功率计2种方法相比，测量结果相对误差均小于10%. 该装置可实现HIFU系统的功率在线监测功能，为HIFU系统的安全有效运行提供可靠的闭环反馈. 该装置目前仅能实现单个HIFU换能器的功率在线监测，对于多阵元HIFU系统，下一步将探索利用该装置多路轮询检测不同阵元驱动功率的可行性.

致谢　本研究中实验方案的制定和实验数据的测量记录工作在中惠医疗科技（上海）有限公司彭良银和冯海友等工程师的大力支持下完成，在此向他们表示衷心感谢.