电力电子变换器在工业和生活中主要负责电能的转化与调整，其可靠性直接影响整个系统的安全稳定运行^[1]. 功率器件是变换器中成本最高的部件，同时，它们也是变换器中的核心部件^[2]. 在频繁的电、磁、热等应力作用下，功率器件也是变换器中最脆弱的部件^[3-4]. 据丁杰等^[5]所述，热应力是导致功率器件老化和失效的主要原因，特别是模块结温的波动对器件的性能退化与使用寿命具有显著影响^[6]. 因此，对功率器件进行适当的热管理能够有效优化功率器件的热应力，从而提高功率器件和变换器的可靠性^[7].

关于变换器中功率器件的热管理方法，现有研究主要可以分为2类：被动方法和主动热管理. 在实际应用中，改进冷却系统是最常见的被动方法^[8]. 然而，这可能会导致成本或体积的显著增加. 此外，被动热管理难以满足热响应要求较高的应用场合. 因此，主动热管理因其快速调节能力和系统体积基本保持不变的优点而受到了更多的关注.

根据所采用的控制策略，主动热管理主要可以分为4种类型. 1）基于功率器件开关轨迹控制温度. 2）基于变换器控制策略调节热应力. 3）调节变换器的工况或者运行特征从而优化热应力，例如开关频率、输出功率或母线电压. 4）针对多单元组合型变换器，还可以调节其内部的功率分配或调节内部功率循环从而调节热应力.

在开关轨迹控制方面，主要是通过驱动电路对功率器件的开关轨迹进行调控. Ling等^[9]提出实用的基于分段线性开关的损耗模型，它能够提供一种最小化开关损耗的控制策略. Kumar等^[10]提出利用两级栅极驱动电压控制GaN的开关损耗. Wang等^[11]提出绝缘栅双极型晶体管（insulated gate bipolar transistor, IGBT）的关断损耗可以通过改变关断轨迹来调整. Sintamarean等^[12]提出通过切换驱动电路中的电阻调整IGBT功率损耗. Chanekar等^[13]则通过切换不同的栅极驱动电压来调整功率器件的热应力. 然而，这些热管理策略在实际应用中均须对栅极驱动电路进行修改，从而使驱动变得更加复杂. 此外，同一桥臂的上、下管热应力不一致的问题尚未得到充分解决.

在控制策略的调整方面，主要是通过变换器的控制逻辑调整进行热应力的优化. Phan等^[14]针对3L-NPC变流器实施不同的调制方案，以调整功率器件的功率损耗. Ko等^[15-16]应用不连续的脉冲宽度调制（PWM）来平衡热应力. Wang等^[17]对调制策略进行改进，将开关损耗分配到中点钳位（NPC）逆变器的内侧和外侧开关上. Zhang等^[18]采用混合调制策略来平衡结温. Ding等^[19]根据列车电源的任务要求来选择模块化多电平的控制模式，以降低热应力. 陈正亮^[20]针对NPC三电平变流器中IGBT基频结温波动的问题，提出混合调制策略与分频热管理方法. 金鑫等^[21]针对七电平变流器同相载波层叠调制（IPD-PWM）下功率器件热应力分布不均衡的问题，提出改进型载波层叠调制策略，在保持与IPD-PWM相同输出谐波特性的前提下，有效提升了各功率器件热应力一致性. 杨金东等^[22]针对并联变流器中功率器件的温度差异问题，提出基于结温均衡的并联变流器分流控制策略，所提控制策略不仅能有效降低器件间的结温差，而且在工况动态变化时仍保持稳定的控制效果. 然而，这些方法^[14-22]对电路拓扑的调制自由度有较高的要求，而对于最常见的半桥结构难以拓展应用.

在调节变换器的工况或者运行特征方面，主要通过变换器的电压、电流、开关频率等关键量的调节来优化热应力. Murdock等 ^[23]通过改变开关频率和电流限制来调节IGBT的功率损耗. Lemmens等^[24]和Tcai等^[25]通过动态调整直流母线电压以管理功率器件的损耗. Xu等^[26]在并网逆变器中，通过协同调整开关频率和相位，以降低器件的结温. 进一步，Andresen等^[27-28]和Yang等^[29]根据功率的变化调节变换器中器件的开关频率. Li等^[30]和Zhu等^[31]在一个基波周期内的不同时刻动态控制开关频率，降低开关频率的平均值，从而降低器件的功率损耗. Van der Broeck等^[32]在电机驱动中，通过调整峰值电流和电流频率来优化功率损耗. 然而，这些方法无法解决同一桥臂上、下管之间温度不一致的问题.

关于调节其内部功率分配或调节内部功率循环方面，主要是通过内部能量分配实现热应力优化. Bakhshizadeh等^[33]对模块化多电平变换器（modular multilevel converter，MMC）采用不同控制策略，从而实现基于环流电流调节功率器件的损耗和热负荷. Ma等^[34]利用多个逆变器之间的无功功率实现损耗的分配. Liserre等^[35]通过在多个功率模块之间重新分配有功功率，实现损耗的优化分布. 然而，这些方法仅适用于包含多个功率单元的变换器，对于更普遍的半桥结构则难以推广应用.

在实际变换器中，由于同一半桥的上管和下管可能存在老化程度不同或布局差异问题，其上管和下管的热阻抗会不可避免地出现不一致，这种不一致的热阻抗可能会导致上、下管温度差异，进而影响系统可靠性. 然而，传统的热管理方法难以实现同一桥臂上、下管热应力的均衡.

为了解决这一问题，本研究提出基于死区移位的桥臂上下管温度均衡方法. 对同一半桥的上管和下管进行温度监测，当上、下管之间的温度差异超过一定幅度时，系统会调整上管和下管之间的死区位置，以调整器件损耗的分布. 和传统方法相比，所提出的基于死区移位调节的热管理方法只需要修改软件即可，适用范围广、可移植性高、成本低，适用于所有半桥结构. 虽然对于逆变器拓扑，所提方法可能会影响输出交流电压的平均值，但依然可以有效提升半桥上下管热应力一致性，从而实现有效热管理，进而提升系统的可靠性.

在功率转换系统中，功率器件的开关损耗和导通损耗是产生热量的主要来源. 如图1所示，展示了IGBT半桥的栅极驱动信号和结构.

在一个开关周期内，上管、下管IGBT的功率损耗表达式分别为

(1)$ {E}_{\text{U}}\text=\int\limits_{{t}\_\text{on}}\left({v}_{\text{ce}}\cdot {i}_{\text{c}}\right){\mathrm{d}}t+\int\limits_{{t}\_\text{off}}\left({v}_{\text{ce}}\cdot {i}_{\text{c}}\right){\mathrm{d}}t+\int\limits_{\text{on}\_\text{U}}\left({v}_{\text{ce}\_\text{on}}\cdot {i}_{\text{c}}\right){\mathrm{d}}t , $

(2)$ {E}_{\text{L}}\text=\int\limits_{{t}\_ \text{on}}\left({v}_{\text{ce}}\cdot {i}_{\text{c}}\right){\mathrm{d}}t+\int\limits_{\textit{t}\_ \text{off}}\left({v}_{\text{ce}}\cdot {i}_{\text{c}}\right){\mathrm{d}}t+\int\limits_{\text{on}\_\text{L}}\left({v}_{\text{ce}\_\text{on}}\cdot {i}_{\text{c}}\right){\mathrm{d}}{t} . $

式中：$ {v}_{\text{ce}} $为IGBT的集电极-发射极电压，$ {i}_{\mathrm{c}} $为IGBT的集电极电流，$ {v}_{\mathrm{ce}\_ \text{on}} $为IGBT的导通电压，t_on表示IGBT开通动作从开始到结束的时间区段，t_off表示IGBT关断动作从开始到结束的时间区段，on_U表示上管的导通时间区段，on_L表示下管的导通时间区段.

在一个开关周期内，上管IGBT和下管IGBT的导通电压是相同的. 上管IGBT和下管IGBT的关断集电极-发射极电压也是相同的. 因此，上管IGBT和下管IGBT的开关损耗是相同的. 另一方面，上管IGBT和下管IGBT的导通电流是相同的，所以上管IGBT和下管IGBT的导通功率损耗取决于IGBT的导通时间，即占空比. 因此，通过增加IGBT的导通时间，可以增加IGBT的导通功率损耗，从而增加IGBT的总功率损耗. 通常，桥臂上部和下部的栅极驱动信号是互补的. 为了避免通过桥臂直接导通，在切换过程中，必须在上桥臂和下桥臂之间添加死区. 死区移位是调整导通时间的有效方法. 死区调整策略如表1所示.

对于正常的半桥，当上管和下管的导通持续时间完全对称时，上管和下管的功率损耗是相等的. 当进行死区调整时，例如当上管关断而下管开通时，延迟死区会导致上管的损耗大于下管的功率损耗（表1中的情形1），而将死区提前则会导致上管的损耗小于下管的功率损耗（表1中的情形3）. 当上管开通而下管关断时，延迟死区会导致上管的损耗小于下管的功率损耗（表1中的情形4），而将死区提前则会导致上管的损耗大于下管的功率损耗（表1中的情形2）. 因此，通过调整死区，可以有效地改善同一半桥中上管和下管之间的热应力一致性，从而提高功率器件的稳定性和可靠性. 以情形3和情形4为例，死区移位前、后，上管和下管的PWM驱动控制变化情况如图2所示. 如图2所示，阐述了基于死区移位来调整栅极信号的原理. 图2的上半部分展示了原始的栅极驱动信号. 在死区期间，上桥臂和下桥臂的功率器件都处于关断状态. 对于原始的栅极驱动信号，通常规定死区在上桥臂和下桥臂之间均匀分配. 因此，在一个工频周期内，上桥臂和下桥臂的有效导通时间和导通损耗通常是相同的. 调整后的栅极驱动信号如图2下半部分所示. 可以看出，与原始信号相比，上桥臂的栅极电压和下桥臂的栅极电压都发生了变化. 其中，当上管开通时，下管关断后的死区会被延迟；当上管关断时，下管开通前的死区会被提前. 因此，上管的有效导通时间会减少，而下管的有效导通时间会增加. 因此，在一定时间内，上管的功率损耗会小于下管的功率损耗. 它能够有效控制并实现上管温度的降低和下管温度的升高. 因此，对于同一桥臂内上管温度高于下管温度的情况，该策略能够有效减小上管和下管之间的温度差异，从而提高上下桥臂热应力的一致性.

为了验证所提出方法的可行性，搭建如图3所示的单相全桥逆变器. 该变换器包含4个IGBT，均为英飞凌公司的IKW30N60T型号. 这4个IGBT构成了2个桥臂. 单相全桥逆变器的负载是一个阻值为10 Ω的电阻. 这4个IGBT的栅极信号采用正弦脉宽调制（sinusoidal pulse width modulation, SPWM）控制，从而实现单相逆变器的输出. 在实验设置中，器件的开关频率为10 kHz，死区为2 μs. 为了模拟器件不一致的热阻抗情况，给器件G1和G2安装散热器，以模拟功率器件热阻抗较小的情况；而G3和G4没有散热器，以模拟热阻抗较大的情况. 根据图3，搭建了一个实验平台. 主要设备的型号及参数如表2所示.

高压电源为IT6723G，低压辅助电源为IT6322A. 示波器为HDO4804，其带宽可达800 MHz，采样率可达4 GS/s. 该示波器的高精度模式下的最大AD采样分辨率可达16位. IGBT的驱动芯片是英飞凌的1ED020I12-F. 实验平台的搭建情况如图4所示. 其中，使用红外摄像机观察同一桥臂中的IGBT，并实时跟踪其温度. 该红外摄像机镜头为海康威视的P20MAX. 其温度测量范围为−20~350 ℃，测量精度为2%，分辨率为256×192. 所观察的红外热图像如图5所示.

对于SPWM调制类型，控制方法如图6所示. SPWM的驱动波形可以理解为三角载波波形与正弦调制波形进行比较的结果. 对于无热管理的调制方法，正弦调制波的正半波和负半波是对称的，平均值为0. 当桥臂的上管和下管之间的温度差超过一定值时，即当热应力不一致时，会进行死区调整. 该调整方法可以通过上下移动正弦调制波来实现.

如图6所示，当正弦调制波向上移动时，上管关断与下管开通之间的死区将被延迟，即表1中的情形1. 同时，上管开通与下管关断之间的死区将提前，即表1中的情形2. 最终结果是上管的平均导通时间增加，而下管的平均导通时间减少. 因此，此时对应的结果是上管的损耗增加，而下管的损耗减少.

在本研究中，直流母线电压设定为60 V；SPWM幅度调制比设定为0.95；开关频率为10 kHz；输出基频设定为50 Hz；死区移位幅度时间为2 μs. 根据计算，桥臂上、下管的导通时间比例和导通损耗功率结果如表3所示. 其中，$ {\mu }_{\mathrm{o}\_ \mathrm{U}} $表示上管导通时间占比，$ {P}_{\mathrm{o}\_ \mathrm{U}} $表示上管导通损耗，$ {\mu }_{\mathrm{o}\_ \mathrm{L}} $表示下管导通时间占比，$ {P}_{\mathrm{o}\_ \mathrm{L}} $表示下管导通损耗. 在基于2 μs死区时间移位对变换器进行热管理后，上、下IGBT的导通功率损耗之间的差异约为0.14 W. 这种功率损耗差异对于实现上、下桥臂的热应力一致性至关重要. 同时，这种方法不会导致系统损耗增加，也就是对系统效率没有影响. 须注意，0.14 W的导通功率损耗差异是在本研究设定的测试工况下获得的，实际上的损耗差异和工况有关.

在实验过程中，使用P20MAX红外摄像机来跟踪并记录IGBT G2和G4的温度，结果如图7所示. 可以看出，当上管和下管之间存在热阻抗差异且未实施热管理策略时，上、下IGBT之间的温度差分别为15.1、15.9、16.5、16.8 ℃，平均温度差为16.075 ℃. 采用基于死区时间调整的热管理策略后，上、下IGBT之间的温度差变为13.6、13.6、14.2、13.9 ℃，平均温度差为13.825 ℃. 平均温度差降低了约14%.

在实验的温度采集过程中，系统上电后，会实时跟踪并采集上管和下管的温度，实验记录了480 s的上下管温度数据. 在MATLAB中绘制实施热管理策略前、后的温度随时间的变化，结果如图8所示. 其中，${\theta }_{{\mathrm{U}}}^{{\mathrm{ori}}} $、${\theta }_{{\mathrm{L}}}^{{\mathrm{ori}}} $、${\theta }_{{\mathrm{U}}}^{{\mathrm{sd}}} $、${\theta }_{{\mathrm{L}}}^{{\mathrm{sd}}} $分别表示原始控制时的上管温度、原始控制时的下管温度、死区移位后的上管温度、死区移位后的下管温，Time表示时间. 可以看出，变换器启动后，IGBT温度从室温开始逐渐上升. 大约450 s后，温度趋于稳定. 这一现象与基本热电理论相符. 计算得到半桥上、下管2个IGBT的温度随时间的变化情况如图9所示. 其中，${\Delta \theta }^{{\mathrm{ori}}}$、${\Delta \theta }^{{\mathrm{sd}}} $分别表示原始控制时的上下管温度差、死区移位后的上下管温度差. 可以看出，若未实施热管理策略，桥臂的上、下管之间的温差在230 s时稳定在约16 ℃. 然而，采用基于死区时间调整的热管理策略后，上、下管之间的温度差显著降低至约14 ℃. 上述理论分析和实验结果相吻合. 这些实验结果也充分证明了所提出的热管理方法的有效性.

热管理方法对系统性能的影响也非常重要. 因此，本研究针对死区调整对输出性能的影响进行探究. 使用示波器收集相关数据，研究单相全桥逆变器的输出电压及其频率特性. 未采用热管理策略时的主要波形如图10(a)所示，其中包括下管IGBT的栅极驱动、变换器的输出电压以及输出电压的FFT结果. 对图10(a)左半部分进行放大，选取其中0.006 s时间范围内的下管IGBT栅极驱动电压与变换器的输出电压波形进行局部放大观察，结果如图10(b)所示. 其中，$u_{\mathrm{g}}^{\mathrm{L}} $表示下管IGBT的栅极驱动，u_o表示变换器的输出电压.

死区调整以后的输出结果如图11(a)所示，包括下管IGBT的栅极驱动、变换器的输出电压以及输出电压的FFT结果. 对图11(a)左半部分进行放大，选取其中0.006 s时间范围内的下管IGBT栅极驱动电压与变换器的输出电压波形进行局部放大观察，结果如图11(b)所示.

对比图10(b)、11(b)，可以看出，给定相同的调制波，采用如表1中情形1、2所示的死区移位调整以后，下管IGBT栅极驱动电压的脉冲平均宽度变窄，即栅极驱动信号的平均导通时间显著缩短. 这也会直接导致输出交流电压中位值的变化. 此外，全桥变换器在时域波形中的输出电压并未出现明显的整体变化，交流电压的有效值从38.868 V变化为38.723 V. 由此可见，基于死区时间调整的热管理策略对系统的输出性能几乎没有影响. 变化最大的参数是输出交流电压的中位值，从约80 mV增加到1.36 V. 这也是死区时间调整导致的. 这一结果与理论分析一致. 在纯电阻性负载情况下，所提方法不会引发噪声和EMI恶化问题. 对于感性、容性负载，须考虑功率器件热应力一致性与输出偏置对负载性能影响的折中问题.

为了对采用热管理策略前、后输出电压的频谱特性进行更详细的比较和观察，使用MATLAB在同一图表中绘制FFT结果以进行对比，如图12所示. 其中，${M}_{{u_{\mathrm{o}}}}^{\text{ori}} $、${M}_{{u_{\mathrm{o}}}}^{\text{sd}} $分别表示原始控制时、死区移位后的输出电压 FFT 结果. 其中，M表示输出电压的FFT幅度，$ f $表示FFT的频率. 可以看出，实施热管理策略前、后，输出电压的频率特性几乎完全相同. 这进一步证实了本研究提出的热管理策略对系统输出稳态性能没有显著的负面影响.

对于一个变换器而言，基频的幅度以及开关频率附近频谱特性是须重点关注的方面. 因此，图13展示了系统在50 Hz频率附近的基波输出的局部放大FFT波形. 如图13所示，在实施热管理策略前、后，50 Hz基波输出电压的幅值保持相对不变.

如图14所示，展示了在10 kHz开关频率附近的局部放大FFT波形. 可以看出，采用热管理策略后，在10 kHz处有约6 dB的提升，在9950、10050 Hz处分别有约10 dB的提升，总体而言，在10 kHz的开关频率及其边带处的组件有轻微的增大，但影响相对较小. 上述实验结果进一步表明，本研究所提方法对系统输出性能没有明显负面影响.

在实际应用中，与功率器件可靠性直接相关的是结温，因此，须采集IGBT的结温. IGBT的结温与导通电压之间存在较强的对应关系^[36]，本研究通过监测通态电压，反推IGBT的结温. 首先，采用了笔者^[37]提出的IGBT导通电压监测电路. 在本研究所述的半桥臂结构中，对上、下管的导通电压进行实时监测，监测电路原理图如图15所示，IGBT导通电压即为监测对象. 其中，$ {V}_{\mathrm{F}\_ \mathrm{U}} $为上半桥臂IGBT的导通电压，$ {V}_{\mathrm{F}\_ \mathrm{L}} $为下半桥臂IGBT的导通电压. 上管的检测电路结构与下管相同. 这里以下管为例进行介绍. 导通电压监测电路包括电流源（Icc）、二极管（D₂）、电阻（R₂）、辅助开关（M₂）和非门. 电流源Icc主要由LM334芯片构成. 辅助开关M₂的驱动信号与桥臂下管G₄的驱动逻辑相反. 当下管IGBT导通时，M₂关断，电流源Icc的电流通过D₂和IGBT，此时监测点的电压等于$ {V}_{\mathrm{F}\_ \mathrm{L}} $与二极管D₂的导通压降之和. 当下管IGBT关断时，M₂导通，电流源Icc流过R₂和M₂.

基于IGBT通态电压实现结温监测的方法需要提前进行标定，即提前获取IGBT导通电压与结温、通态电流的关系然后通过拟合或者查表的方法，利用实时监测到的IGBT导通电压反推结温. 另外，考虑测量电路参数的温度漂移，将通过图15中路径2测量得到的电压用于推算驱动板的温度，再通过该温度对IGBT通态电压测量路径1进行修正，从而实现对温度漂移的补偿. 如图16所示为监测电路和驱动板的实物图.

本研究监测了上、下桥臂的导通电压，结果如图17所示，IGBT的导通电压可以在每个开关周期内进行监测，并且其导通电压会在开通后迅速达到稳定值. 通过监测开通后的IGBT导通电压，并结合前期获得的IGBT器件结温与导通电压之间的关系，可以轻松确定IGBT的结温. 实验结果充分验证了这种监测方法的有效性，并且结温的监测频率与开关频率一致. 实验结果进一步表明，本研究提出的热管理策略具有快速响应能力.

本研究所提方法将来自功率器件的温度传感器所采集的实时温度信息整合起来，形成了一个闭环控制系统. 即基于预设的算法，可以决定是否采用死区时间调整策略. 当桥臂的上管和下管之间的温度差超过预设阈值时，就会执行死区移位操作，以减少高温桥臂的功率损耗并降低其温度. 同时，死区移位会增加低温桥臂的功率损耗，从而提高其温度，进而改善同一桥臂上管和下管的热应力一致性. 所提出的方法能够实现良好的热管理效果，确保同一桥臂上的上、下管功率器件在各种工作条件下，其热应力保持在合理的一致性范围内，这提高了功率器件和系统的可靠性.

另外，本研究提出的基于死区移位的热管理方法与功率器件的工况密切相关. 母线电压主要影响器件的开关损耗，母线电压越大，死区移位方法调节的通态损耗占总损耗的比例越小，因此，母线电压等级越大，在电流、开关频率不变的情况下，相同死区移位所产生的损耗调节效果会越差. 通态电流则主要影响器件的通态损耗与开关损耗，一般对通态损耗影响更显著，因此，电流越大，在电压、开关频率不变的情况下，相同的死区移位所产生的损耗调节效果会越好. 开关频率则主要影响器件的开关损耗，因此，开关频率越高，在电压、电流不变的情况下，相同的死区移位所产生的损耗调节效果会越差；与此同时，开关频率越大，死区移位的范围会越小，对上下桥臂热应力一致性的改善效果越弱.

本研究提出基于死区移位的上管与下管热应力均衡的新方法. 通过移动桥臂死区位置来控制器件损耗分布从而对上下管热应力一致性进行有效调节，实现低温桥臂损耗的增加与高温桥臂损耗的减少，从而减小同一桥臂上、下管温差，改善变换器热应力一致性，提升系统可靠性. 本研究搭建单相全桥逆变器的实验平台，模拟上管与下管之间的热阻抗不一致情况，并进行温度监测和死区移位实验. 红外热成像和数据分析表明，调整后上管与下管之间的平均温度差有效降低了约14%. 同时，还研究了死区调整对系统输出性能的影响. 实验结果表明，死区移位策略对系统性能的负面影响较小，输出基频交流电压的有效值从38.868 V略微变化至38.723 V，表明该方法对系统性能没有显著的负面影响. 此外，还介绍了基于IGBT导通电压的在线温度监测方法，通过在线监测IGBT结温，实现系统闭环温度控制. 实验结果证实，该方法能够有效提高半桥上下管热应力一致性，并增强系统的可靠性，而不影响系统效率和输出性能. 本研究为变换器中功率器件的热管理提供了一种有效的解决方案. 在多相系统或更复杂拓扑的拓展中，对于其中的半桥结构，本研究提出的主动热管理方法可有效改善半桥臂上下管热应力的一致性. 同时，结合其他的热管理策略（如散热器优化）进行协同热管理，可以有效提升系统的可靠性.