功率放大器是无线通信系统中最主要的耗能单元，低效率地将直流电转化为微波能量是造成无线通信设备耗能的主要原因。功率放大器较低的工作效率不仅会造成能量消耗，而且会散发大量的热量，所以需要额外的散热设备才能维持系统的稳定工作。因此，功率放大器工作效率的提高，不仅可以降低无线通信系统设备的成本，而且可以延长其工作时间，使之往绿色节能方向发展。

为了更有效地实现能量的转化，提高功率放大器的工作效率，E类、F类或E/F类功率放大器得到广泛的应用^[1-2]。功率放大器的高效率性能可以依靠负载网络中奇次或者偶次谐波处的单谐振和多谐振单元来实现，这种技术通常运用在E类、F类或者逆F类功率放大器中^[3-5]。在文献[6]中，通过详细的公式推导可知，E/F类功率放大器，不仅具有E类功率放大器负载网络简洁性的特点，而且降低了E类功率放大器对器件漏极的耐压需求，增强了输出功率的能力。爱尔兰贝尔实验室在2011年设计了一种工作频率为2.14 GHz的E/F类放大器，其输出功率为40 dBm，具有14.3 dB的增益，工作效率可以达到76%^[6]，具有较高的性能指标。

在E/F类功率放大器的设计中，输出负载端的元器件参数和E类功率放大器一样，但这就可能会造成输入/输出端驻波系数不能满足业界的标准(驻波系数小于2)。由于工作效率、输出功率和驻波系数之间是相互制约的，无法使得三者同时满足设计指标^[7]，为了解决这个问题，早在1965年就提出了基于平衡结构的功率放大器，该放大器不仅有较高的可靠性和工作稳定性，而且具有容易实现级联和双倍于单路输出功率的优势^[8]。因此本文将逆F类功率放大器的谐波控制电路单元应用到E类功率放大器中，并采用平衡结构设计该功率放大器。基于安捷伦公司的软件ADS2011，并选用GaN HEMT器件CGH40010F晶体管进行电路仿真设计，并通过实验来验证该设计方法不仅可以将放大器的输入/输出端驻波系数控制在一个较低的水平，也进一步提高了功率放大器的性能。

1 平衡式功率放大器的技术原理

3 dB定向耦合器是一种常用的四端口射频无源器件，对信号有隔离、分离和混合的作用。它由2对特征阻抗不同但电长度均为90°的传输线构成，其结构如图 1所示。

3 dB定向耦合器在理想情况下的工作原理为：当从端口1输入射频信号时，一半的信号功率从直通端口2输出，另一半从耦合端口4输出，且在输出信号相位方面，端口2超前端口4 90°，隔离端口3因接匹配负载而没有功率输出；当从端口2和端口4输入幅度相同但相位相差90°的射频信号时，从端口3输出的射频信号功率为端口2，4输入功率之和，而端口1因匹配负载的存在而没有功率输出^[7]。根据上述分析可知，将3 dB定向耦合器应用于平衡式功率放大器可以有效降低输入/输出端口的驻波系数。

平衡式功率放大器是由输入/输出端的2个3 dB定向耦合器和上下两个相同的放大拓扑结构构成的对称电路，3 dB定向耦合器能隔离入射信号和反射信号，从而在工作频带范围内实现功率增益的平坦以及获得较低输入/输出端驻波系数。其电路结构如图 2所示。

根据3 dB定向耦合器的工作原理，作以下分析：在输入端的3 dB定向耦合器是功率分配器，从端口1输入的射频信号经该耦合器作用，将2路相位相差90°的射频信号由端口2，4输入上下两个电路中。在上下两个相同的电路中，T1和T2两个晶体管的性能也完全一致，根据3 dB定向耦合器的特性，在输入端即使有很大的反射，两支路的反射信号的合成功率也会被端口3所接的50 Ω匹配负载吸收，从而输入反射系数也会小于-10 dB，即输入端得到了较低的驻波系数；2路相位相差90°的射频信号，经输出端3 dB定向耦合器的作用合成为同向输出信号，再从端口3输出^[9-10]，故此处的3 dB定向耦合器称为功率合成器，而反射信号也会被端口1所接的50 Ω匹配负载吸收，从而大大降低了功率放大器输出端的驻波系数。因此，在平衡式功率放大器的设计中，不用过多地考虑上下两路输入/输出端所存在的较大的信号反射，经过输入/输出端3 dB定向耦合器的作用会使驻波系数满足标准。

2 E/F类功率放大器 2.1 设计理论

目前所有适用于微波频段的功率放大器中，只有E类和F类功率放大器能够实现高效率。E类功率放大器依靠电路结构中的储能元器件对漏极的电压电流波形进行整形，在时域中分析电路，经公式推导求得负载网络中的电容电感的值，进而设计出零损耗的理想负载网络^[11]；逆F类功率放大器主要通过奇次或者偶次谐波处的谐振单元对漏极电压和电流的时域波形进行整形^[12]。这2类功率放大器均能使晶体管漏极两端的电压电流波形不重叠，大大减少了晶体管自身的功耗，从而在频率较高的时候，达到理论上100%的效率。E类功率放大器有简单的负载网络，但是开关峰值电压达到3.65V_cc^[13]，将逆F类功率放大器的谐波抑制网络引入E类功率放大器电路的输出负载拓扑结构中，可以有效降低E类功率放大器对器件漏极的耐压需求，减少自身功耗，进而获得更好的工作性能^[14]。

图 3(a)是E/F类功率放大器负载网络的基本拓扑结构，该拓扑结构由以下几个部分组成：作为储能元件的并联电容C，具有调整晶体管漏极电压、电流波形的作用，其电容值是晶体管自身的输出电容和外部电容之和；射频扼流圈RFC用于阻止射频成分流入直流电源；谐振在基频的串联谐振电路L₀C₀中对基频阻抗为零，而对其他谐波成分阻抗为无穷大，从而可滤除谐波成分；电感L和负载电阻R构成基频成分的负载阻抗；并联在晶体管输出端的串联谐振电路，谐振在n次谐波处，用以滤除n次谐波，n是自定义的设计参数，选取合适的n值，可以使功率放大器的性能得到提升。在理想的情况下，忽略晶体管内部参数的影响，比如结间电容、转换时间和耐压性等，则可以将晶体管等效为一个开关，等效电路如图 3(b)所示。

表 1是晶体管漏端相对于基频和高次谐波的负载阻抗。根据经典E类和逆F类功率放大器的工作原理，可以得到E/F类功率放大器在基频处的最佳阻抗为电感L和电阻R的串联，而在偶次谐波处表现为开路，奇次谐波处表现为短路。理想情况下，晶体管在射频信号驱动作用下，最终使得漏端电流波形接近方波，电压波形近似为半正弦波，且二者波形没有重叠，如图 4所示。

通过文献[6]中公式推导可知，当n=3时，功率放大器具有零损耗的理想工作状态，晶体管漏极的峰值电压降低，功率输出能力得到提高，此时负载网络器件参数取值公式如下：

$ R = 0.657\frac{{{V_{{\text{cc}}}}^2}}{{{P_{{\text{out}}}}}} $

(1)

$ L = 0.961\frac{R}{\omega } $

(2)

$ C = 0.209\frac{1}{{\omega R}} $

(3)

式中:P_out为放大器的输出功率；ω为放大器工作的角频率。

2.2 器件的选择

因为E/F类功率放大器属于开关类功率放大器，所以晶体管必须具有较好的开关特性，这就要求所选晶体管的漏极寄生电容很小，如果寄生电容太大，晶体管自身就会造成过多的功耗^[7]。鉴于上述因素，在工作频率比较高时，选用LDMOS场效应管进行开关类功率放大器的电路设计，会导致其漏极电压和电流波形出现形变^[13]。LDMOS器件使用的受限以及随着半导体工艺技术的发展，新型半导体GaN材料应运而生，它在微电子器件的研制领域被广泛应用，对它的研究也已经成为全球半导体材料研究的一个新热点。与其他的半导体材料相比，其优良的性能决定了它适合制作HEMT(高电子迁移率晶体管)器件。GaN HEMT器件具有大功率、低噪声、高效率、耐高温及良好的频率特性等性能，因此具有广阔的应用前景^[15-16]。

本文设计的功率放大器的性能指标：1)工作频率为1.5 GHz；2)输出功率大于40 dBm；3)功能附加效率(power additional efficiency，PAE)大于70%。参考Cree公司的CGH40010F晶体管数据手册可知，该晶体管工作频率可达6 GHz，输出功率为41.1 dBm，2 GHz的小信号增益为16 dB，4 GHz的小信号增益为14 dB，以上性能指标可以满足设计要求。

2.3 单管E/F类功率放大器的设计与仿真

利用ADS软件进行仿真，对CGH40010F晶体管进行直流扫描，可知在漏极供电电压为28 V、栅极电压为-3.15 V时，晶体管开始导通。添加稳定性措施使得晶体管处于稳定工作状态。然后利用软件的负载牵引和源牵引，通过多次迭代，确定晶体管的最佳输入阻抗为7.3 Ω，最佳输出阻抗为28.3+j×29 Ω。利用公式推导出负载网络各元件的值，并将负载阻抗匹配到50 Ω。这样就得到了E/F类功率放大器集总参数元件的电路拓扑结构。

集总参数元件在GHz或者更高的频段时易受寄生效应的影响，导致它在功率放大器设计中的匹配电路性能变得很差，也难以满足相应的性能需求，所以通常使用分布参数元件进行电路设计^[17]。E/F功率放大器的微带线拓扑结构如图 5所示。

实际的晶体管由于外部的封装和内部特性，其输出引脚与管芯节点之间存在着很多受频率影响的等效寄生参数，这里由漏源电容以及栅漏电容的等效电容C和晶体管漏极串联电感L构成晶体管的寄生参数网络^[18]。该微带线拓扑结构的输入端利用开路微带枝节抑制二次谐波，且输出端只对二次谐波和三次谐波进行处理，由电长度为90°的漏极馈电支路TL2和30°的开路微带线TL4实现在A点和B点处对二次和三次谐波的短路处理，再由TL1和TL3进行阻抗变换，最终使得D点处二次和三次谐波的阻抗分别为无穷大和零。据此可得：

$ \begin{gathered} {Z_D}\left( \omega \right) = \hfill \\ {Z_1}\frac{{R\left( {{Z_2}-{Z_1}\tan 30^\circ {\text{tan}}\theta } \right) + {\text{j}}{Z_1}{Z_2}\tan \theta }}{{{Z_1}{Z_2} + {\text{j}}\left( {{Z_1}\tan 30^\circ + {Z_2}\tan \theta } \right)}} = {R_{\text{d}}} \hfill \\ \end{gathered} $

(4)

$ {Z_D}\left( {2\omega } \right) = \left[{{\text{j}}{Z_1}\tan \left( {2{\theta _1}} \right) + 2{\text{j}}\omega L} \right]//\frac{1}{{2{\text{j}}\omega C}} = ▌ $

(5)

$ {Z_D}\left( {3\omega } \right) = {\text{j}}{Z_1}\tan \left( {3{\theta _1}} \right) + {\text{j}}{Z_1}\tan \left( {3{\theta _2}} \right) + 3{\text{j}}\omega L = 0 $

(6)

式中：θ=θ₁+θ₂；R_d为负载牵引得到的晶体管漏极输出电阻；“//”表示并联。

对单管E/F类功率放大器进行优化仿真，得到CGH40010F晶体管的漏端电压和漏端电流波形仿真结果，如图 6所示。可知电压波形和电流波形有很小一部分的交叠，但大电流与大电压基本上都相互交错，从而降低了晶体管自身的能耗，最终达到高效率的目的。

当功率放大器工作频率为1.5 GHz，漏极供电为28 V，栅极供电为-3.15 V，输入功率为28 dBm时，其输出频谱如图 7所示，可以看出，该功率放大器的仿真与实测结果相近，对二次和三次谐波的抑制均大于40 dB，说明该放大器负载网络具有良好的谐波抑制能力。

3 平衡式E/F类功率放大器的仿真与实测结果分析

根据图 2所示的平衡式功率放大器结构，在ADS中搭建其仿真原理图，如图 8所示。在优化仿真设计基础上，使用Rogers4350b板材制作了如图 9所示的实际电路板并进行调试，并对仿真结果与实测结果进行对比，分析了功率放大器的部分性能。

搭建小信号测试平台，由图 10可知，在1.5 GHz及其附近的频率范围内，采用平衡结构的功率放大器的输入/输出端驻波系数得到了很好的控制。由于输入/输出端耦合器的存在，功率放大器在大信号工作状态下的驻波比能满足业界的标准。

对单管功率放大器进行性能测试，并与平衡式功率放大器的输出功率进行对比，如图 11所示。在大信号输入情况下，平衡式功率放大器较单管功率放大器的输出功率约提高了3 dB，这是平衡式功率放大器设计中使用3 dB定向耦合器所带来的优势。

功率放大器漏极供电为28 V，栅极供电为-3.15 V，在射频信号驱动下，改变输入功率的大小，得到输出功率P_out、增益G_p、效率η和功率附加效率(PAE)的仿真与实测结果, 如图 12所示，可知实测结果与仿真结果的变化趋势基本一致。实测结果表明，当输入功率为28 dBm时，输出功率为41.54 dBm，具有13.54 dB的增益，工作效率高达76.99%，功率附加效率为73.59%。而在输入功率为24 dBm时，增益为15.31 dB。由此可知，平衡式E/F类功率放大器从输入功率为24 dBm开始，工作于强驱动状态，增益不再随着输入功率的增加而增加，而是出现了一定的压缩；从输出功率曲线来分析会更加明显，输出功率并没有随着输入功率的增加而持续线性增加，当输入功率过高时，也同样出现的压缩情况，这与增益的特性曲线保持一致，表明了功率放大器具有非线性特点。

固定输入信号的频率、功率和栅极偏置电压，扫描漏极供电电压，记录功率放大器的输出功率、工作效率和PAE等指标数据，从而得到功率放大器性能和漏极供电电压的关系曲线，如图 13所示。当漏极供电电压在15~35 V内变化时，实测曲线变化趋势与仿真结果基本吻合；放大器的输出功率逐步上升，并一直保持高效率的工作状态。漏极电压在此范围内，功率放大器的工作效率均大于73%，输出功率由36.42 dBm升至43.14 dBm，增益由8.42 dB升至15.14 dB。实测结果略小于仿真结果，这是因为实际电路板的加工误差和电路中存在的寄生参数而造成的功率损耗。

同理，单独扫描栅极供电电压，从而得到功率放大器性能和栅极供电电压的关系曲线，见图 14。从图中可以发现，栅极电压的变化，对功率放大器的输出功率和增益的影响不大，而当栅极电压增大到一定程度时，工作效率和PAE呈现随之减小的趋势。

如图 15所示，当固定输入功率为28 dBm，工作频率为1.5 GHz时，平衡式功率放大器的PAE达到最大，其值为73.59%；工作频率为1.46~1.62 GHz时，PAE均在65%以上，由此可知该功率放大器具有160 MHz的高效率带宽。

表 2所示为各类功率放大器性能对比。从表 2可以看出，本文设计的功率放大器与其他采用GaN HEMT器件设计的E类、F类功率放大器的输出性能相近，在具有高效率性能的同时，由于3 dB定向耦合器的存在，又大大改善了输入/输出端的驻波系数，使功率放大器的性能得到进一步的提升。

4 结论

本文采用GaN HEMT器件实现了工作频率为1.5 GHz的平衡式E/F类功率放大器的设计。当漏极供电电压为28 V，栅极供电为-3.15 V，且输入功率为28 dBm时，该功率放大器的输出功率达到41.54 dBm，工作效率达到76.99%，功率附加效率为73.59%，输入/输出端驻波系数满足业界的标准，同时具有160 MHz的高效率工作带宽。该设计改善了功率放大器的性能，为下一步工程化提供了支撑，推进了功率放大器在微波频段处的工程应用。