现代通信系统主要覆盖用于UWB系统的3.1~10.6 GHz频段，以及兼容GSM、GPS、蓝牙等多个通信标准的2.5 GHz以下频段[1].随着半导体工艺的进步和对芯片集成度要求的大幅提升，开发可同时支持多种通信频段的宽带低噪声放大器有着重要的研究意义[2-3].
宽带低噪放性能衡量指标主要有噪声系数、输入输出回波损耗、增益、增益平坦度、输出三阶交调截取点等[4].宽带低噪放性能有诸多影响参数，如电路结构、器件、封装工艺等，其核心指标噪声系数主要取决于放大器所采用的器件.目前主流的器件有GaAs pHEMT、SiGe HBT和CMOS FET，其中噪声性能最好的是GaAs pHEMT，而其他器件的主要优势则在于低成本[5-6].电路结构方面，宽带放大器主要有分布放大器、平衡放大器、有耗匹配放大器和负反馈放大器.前三者优势在于有较好的输入输出回波损耗，但大多存在诸如工艺复杂、成本高、调试困难等劣势；负反馈电路则通过噪声特性的微弱恶化以改良其他特性[7-8].偏置电路对宽带低噪放的性能也有一定的影响，目前常见的带有温度补偿回路的电流镜偏置电路，虽然能保证一定温度变化下低噪放的特性，但是忽略了诸如电压源输出波动等其他外部因素造成的放大器输出波动[9-10].封装工艺方面，匹配结构固化在芯片内部，导致调试困难，拉长研发周期.
针对上述问题，本文基于改进型负反馈技术，采用GaAs pHEMT工艺和SiP(system in package，系统级封装)技术设计一款带有有源偏置的宽带低噪声放大器.该低噪放芯片外围引入RLC负反馈结构，片内引入源极并联RC结构，以实现工作带宽的大幅拓展.片内偏置电路采用具备稳压结构的有源偏置，通过稳压结构来改善环境温度和电压源波动等外界影响带来的放大器输出波动.负反馈结构与匹配结构置于片外，与低噪放芯片一同以SiP方式封装[11].该低噪声放大器工作在0.5~2.5 GHz，频带支持GSM、GPS、TD-SCDMA、WCDMA、蓝牙等多个通信标准，具有噪声低、带宽宽、集成度高、线性度好、温度补偿和防御电压波动等优点.
1 低噪放设计本文设计的宽带低噪声放大器结构框图如图 1所示.图中，Li为输入匹配元件，Lo和Co构成输出匹配网络，Rs和Cs构成源级并联RC单元，Ls为源级退化电感，Vgb为偏置电压，VEN为使能端，Vdd为供电电源，RFin为射频输入端, RFout为射频输出端.主要部分包括共源放大电路、有源偏置电路、负反馈网络、源极并联RC谐振单元、源极负反馈以及输入输出匹配网络.低噪放芯片采用GaAs pHEMT工艺，共源放大电路、偏置电路和源极RC谐振单元集成在芯片内部.负反馈网络、输入输出匹配网络和源极负反馈等由分立元件组成，置于芯片外围.源极负反馈通过接地键合金丝等效的退化电感Ls来实现.芯片和片外元件贴装在自主设计的基板上，通过SiP方式封装成完整放大器.
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图 1 低噪声放大器电路结构图 Fig. 1 Electric circuit diagram of LNA |
本设计中低噪声放大器偏置电路如图 2所示.该偏置电路在传统镜像电流源上进行了改进，不仅能够对环境温度变化进行一定的补偿，还能补偿电压源的波动，从而使放大器输出稳定在一定范围内，保证低噪声放大器的稳定工作.
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图 2 新型有源偏置电路 Fig. 2 Novel active biasing circuit |
该偏置电路中Q5为开关管，当VEN端接低电压时，开关管全部截止，偏置电路中有极小的电流，同样使得放大器电路只有极小的电流，实现关断作用.当VEN为高电平时，开关管导通，偏置电路为放大器提供一定的偏置电压，保证放大器的正常工作.晶体管Q2和Q6采用二极管接法，起到电位钳制的作用.
当环境温度降低时，Q1漏端电流增大，R1两端电压增大，因此点A电位降低，Q3栅源端压降降低，导致其源极电流降低，电阻R3两端压降即Q1栅源极压降降低，对Q1漏端的电流增大趋势产生了一定的抑制作用，从而对环境温度的降低带来的性能变化进行了必要的补偿.同理，当环境温度升高时，该温度补偿结构也能对温度升高产生的影响进行补偿.
本偏置电路中的温补结构同时也具备电压补偿作用.当供电电压减小时，A端的电位减小，同时点B电位降低.Q3栅极电位降低，使Q3源极电流减小，从而R3两端压降即Q1栅源端压降减小，使Q1漏极电流相应减小，R2两端压降降低，有效地抑制了因供电电源输出降低导致的点B电位降低.同理，当供电电源输出升高时，该电压补偿结构也可进行有效地抑制和补偿，从而保证在供电电压波动的情况下，偏置电路具备稳定的电压输出，以实现低噪声放大器性能的稳定.
1.2.2 负反馈电路传统的负反馈电路如图 3(a)所示，R为反馈电阻.由单一的电阻元件构成.在漏极和栅极之间串入电阻，将放大器输出端的一部分信号耦合到输入端，抵消部分输出信号.通过牺牲一部分增益，换取一定的带宽拓展[12].该电路虽然在一定程度上拓宽了放大器的放大带宽，但由于受到放大器电路本身寄生参数的影响，限制了电路的增益带宽[13-14].
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图 3 传统负反馈电路和改进型负反馈电路 Fig. 3 Traditional negative feedback amplifier andimproved negative feedback amplifier |
为解决上述问题，本文提出一种改进型的负反馈电路，该电路增加了Lf、Cf、Ld等元件，如图 3(b)所示.图中, Rf为反馈电阻，Lf为反馈电感，Cf为反馈电容，Cp、Rp为源级电阻和电容，构成源级RC并联结构，Lp为源级退化电感.Cf用于隔离漏极的直流信号，防止直流信号泄露而对负反馈电路性能产生影响.Lf在频率增高时减少负反馈的深度，从而对整个频带内的平坦度起到一定的调节作用.漏极的Ld电感，主要用于补偿上边频输出阻抗的容性部分，以抵消输出阻抗的虚部，从而改善输出驻波.整个负反馈的反馈深度则主要由Rf的取值进行调节.
图 4给出了带有负反馈电路的低噪放低频电路等效图，其各节点电压电流关系满足下式：
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图 4 低噪声放大器电路等效图 Fig. 4 Equivalent circuit diagram of LNA |
| $ {v_1} = {v_{{\rm{gs}}}} + {i_{{\rm{ds}}}}{Z_{\rm{p}}}, $ | (1) |
| $ {v_2} = - {i_2}{Z_{\rm{L}}}, $ | (2) |
| $ {i_1} + {i_2} = {i_{{\rm{ds}}}}, $ | (3) |
| $ {v_1} - {v_2} = {Z_{\rm{f}}}{i_1}. $ | (4) |
其中，U1为输入电压，U2为输出电压，Ugs为放大器栅源间电压，ids为漏源极电流，i1是输入电流，i2为输出电流，Zp为源极等效阻抗，ZL为负载阻抗，Zf为栅漏间负反馈等效阻抗.ids又可以表示为
| $ {i_{{\rm{ds}}}} = {g_{\rm{m}}}{v_{{\rm{gs}}}}. $ |
gm为放大器管芯跨导.由式(1)~(4)可得输入阻抗值：
| $ {Z_i} = \frac{{{v_1}}}{{{i_1}}} = \left( {{Z_{\rm{L}}} + {Z_{\rm{f}}}} \right){\left( {1 + \frac{{{g_{\rm{m}}}{Z_{\rm{L}}}}}{{1 + {g_{\rm{m}}}{Z_{\rm{p}}}}}} \right)^{ - 1}}. $ | (5) |
当Zi等于特性阻抗Z0时，进一步可得到反馈阻抗值
| $ {Z_{\rm{f}}} = \frac{{{g_{\rm{m}}}{Z_{\rm{L}}}}}{{1 + {g_{\rm{m}}}{Z_{\rm{p}}}}}{Z_0} + \left( {{Z_0} - {Z_L}} \right). $ | (6) |
在匹配设计中，输入阻抗Zs与输出阻抗ZL相等，故上式可简化为
| $ {Z_{\rm{f}}} = \frac{{{g_{\rm{m}}}}}{{1 + {g_{\rm{m}}}{Z_{\rm{p}}}}}Z_0^2. $ | (7) |
低频状态时，Zp= Rp.代入选用的pHEMT场效应管的相关参数值，可得所需反馈阻抗Zf，即在低频时的电阻Rf≈300 Ω.
在高频状态时，对图 4进行进一步分析，可得到放大电路的放大倍数：
| $ {A_{\rm{v}}} = \frac{{{u_2}}}{{{u_1}}} = \frac{{1 + {g_{\rm{m}}}\left( {{Z_{\rm{p}}} - {Z_{\rm{f}}}} \right)}}{{1 + {g_{\rm{m}}}{Z_{\rm{p}}}}}\frac{{{Z_{\rm{L}}}}}{{{Z_{\rm{L}}} + {Z_{\rm{f}}}}}. $ | (8) |
其中，
| $ {Z_{\rm{p}}} = s{L_{\rm{p}}} + \frac{{{R_{\rm{p}}}}}{{1 + s{R_{\rm{p}}}{C_{\rm{p}}}}}, $ | (9) |
| $ {Z_{\rm{f}}} = {R_{\rm{f}}} + s{L_{\rm{f}}} + \frac{1}{{s{C_{\rm{f}}}}}. $ | (10) |
因为Cf值通常较大，式(10)可以简化为
| $ {Z_{\rm{f}}} = {R_{\rm{f}}} + s{L_{\rm{f}}}, $ | (11) |
| $ {Z_{\rm{L}}} = {R_{\rm{L}}}. $ | (12) |
由式(8)~(12)可求得3个极点：
| $ {P_1} = - \frac{{{L_{\rm{p}}} + \frac{{{R_{\rm{p}}}{C_{\rm{p}}}}}{{{g_{\rm{m}}}}} + \sqrt {{{\left( {{L_{\rm{p}}} + \frac{{{R_{\rm{p}}}{C_{\rm{p}}}}}{{{g_{\rm{m}}}}}} \right)}^2} - 4{L_{\rm{p}}}{R_{\rm{p}}}{C_{\rm{p}}}\left( {{R_{\rm{p}}} + \frac{1}{{{g_{\rm{m}}}}}} \right)} }}{{2{L_{\rm{p}}}{R_{\rm{p}}}{C_{\rm{p}}}}}, $ |
| $ {P_2} = - \frac{{{L_{\rm{p}}} + \frac{{{R_{\rm{p}}}{C_{\rm{p}}}}}{{{g_{\rm{m}}}}} - \sqrt {{{\left( {{L_{\rm{p}}} + \frac{{{R_{\rm{p}}}{C_{\rm{p}}}}}{{{g_{\rm{m}}}}}} \right)}^2} - 4{L_{\rm{p}}}{R_{\rm{p}}}{C_{\rm{p}}}\left( {{R_{\rm{p}}} + \frac{1}{{{g_{{m}}}}}} \right)} }}{{2{L_{\rm{p}}}{R_{\rm{p}}}{C_{\rm{p}}}}}, $ |
| $ {P_3} = - \frac{{{R_{\rm{L}}} + {R_{\rm{f}}}}}{{{L_{\rm{f}}}}}, $ |
以及一个零点：
| $ \begin{array}{l} {S_0} = \frac{1}{2}\left( {{L_{\rm{p}}} - {L_{\rm{f}}}} \right)\left\{ { - \left[ {\frac{{{L_{\rm{p}}} - {L_{\rm{f}}}}}{{{R_{\rm{p}}}{C_{\rm{p}}}}} + \left( {\frac{1}{{{g_{\rm{m}}}}} - {R_{\rm{f}}}} \right)} \right] + } \right.\\ \;\;\;\;\;\;\;\frac{1}{{{R_{\rm{p}}}{C_{\rm{p}}}}}\left[ {{{\left( {{L_{\rm{p}}} - {L_{\rm{f}}} + \left( {\frac{1}{{{g_{\rm{m}}}}} - {R_{\rm{f}}}} \right)} \right)}^2} - } \right.\\ \;\;\;\;\;\;\;\left. {{{\left. {4\left( {\frac{1}{{{g_{\rm{m}}}}} - {R_{\rm{f}}}} \right)\left( {{L_{\rm{p}}} - {L_{\rm{f}}}} \right)} \right]}^{1/2}}} \right\}. \end{array} $ |
可知Cp的取值影响零点和其中一个极点.极点P3频率很高，也是增益随频率呈现下降趋势的主因.当零点落在工作频率内适当频点时，可以抵消该极点带来的增益下降.从而调整增益平坦度，其影响在图 5中得到更为直观的体现.
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图 5 不同反馈网络下的低噪放增益曲线 Fig. 5 Gain characteristic of LNA at various feedbacks |
在负反馈的设计中，借助仿真工具ADS2013对电路进行初步仿真，并与基于传统负反馈电路的放大器进行了性能对比，结果如图 5所示.对比曲线A与曲线B可知，电感Ld在拓展放大器带宽方面起主要作用，其引入显著改善了整个电路的增益带宽，从原本的0.5~1.5 GHz拓展到0.5~2.5 GHz.对比曲线B和曲线C，后者较前者而言在0.5~2.5 GHz频带内增益平坦度改善了1 dB左右，由此可知源极引入的并联RC单元在抑制低频增益的基础上可以有效地改善频带内的增益平坦度.
图 6(a)给出了引入负反馈网络前后输入驻波的变化情况.可知，负反馈网络的引入使得整个频带内的输入阻抗点更靠近50 Ω中心点，同时呈现蜷缩状态.说明适当的反馈的引入还能有助于阻抗匹配的实现，从而在宽频带内实现较好的驻波.图 6(b)给出了引入负反馈网络前后噪声系数圆的变化情况，频率范围0.5 ~2.5 GHz，步进为0.5 GHz.可见，负反馈的引入使得不同频点噪声系数圆趋于重合，最佳噪声匹配点之间距离显著缩小，可通过噪声匹配在宽频带内实现低的噪声系数.这从另一方面展示了改进型反馈电路拓展频带的特性.
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图 6 不同反馈网络下输入回波Smith圆图和噪声系数Smith圆图 Fig. 6 Input reflection coefficient Smith diagram and NF Smith diagram of LNA at various feedback networks |
基于增益及输出功率线性度的折中考虑，本文的宽带低噪声放大器选用pHEMT共源放大器进行构建，选用栅宽为60 μm的16栅指晶体管构成增强型pHEMT放大器，总栅宽为960 μm.
在芯片版图设计时，为了在频带内有更为优越的增益平坦度性能，在放大器源极接入RC并联单元.该单元在低频带等效为电阻，作用相当于源极负反馈，可以一定程度上降低放大器的增益，而在高频段可以近似等效为短路线，从而对增益不产生影响.尽管实际中该结构在高频时也会造成一定的增益下降，但是相比低频可忽略不计.
最终的芯片版图如图 7所示，分为偏置电路和放大器电路.在版图设计时，各路供电电路添加了ESD部分，用于芯片静电保护.
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图 7 低噪声放大器芯片版图 Fig. 7 Layout of LNA die |
输入输出匹配结构置于片外，用以改善放大器的驻波性能.由于电路中源极退化电感Ls的值比较小，实际生产难以获得高精度所需电感元件，Ls采用直径为25 μm的键合金丝等效替代.通过调整金丝的长度，缩短最佳噪声点和最佳增益点的距离.
输出匹配采用Lo和Co组成的低通LC结构.该结构可以有效地改善输出驻波.漏极的Lo又称为扼流电感，除了参与输出匹配之外，还能起到分离高频信号与直流偏置的作用.
为了减小输入匹配对噪声的影响，输入电感采用Q值较高的0402绕线型贴片电感，其他器件均采用0201尺寸元件.实物图如图 8所示.封装基板尺寸为3 mm×3 mm，包含4层金属层.最底层为LGA阵列式焊盘，以替代传统引脚，减小寄生参数带来的性能恶化[15].第二、三层用于偏置信号走线，表层用于射频信号走线.表层芯片贴装区域宽度为1 070 μm，贴装后在560 μm宽度的芯片外围为源极键合金丝留有充足的调节空间，便于调整源极退化电感值.
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图 8 完整封装的低噪声放大器 |
完成调试封装后，对低噪声放大器进行电性能测试，测试环境温度为25 ℃，工作频段为0.5~2.5 GHz.
为保证测试结果的准确性，测试中进行了去嵌处理，图 9(a)为低噪声放大器S参数测试结果.图中曲线显示，在0.5~2.5 GHz频带内，输入驻波≤-10 dB，输出驻波≤-10 dB，增益≥13 dB，增益平坦度≤1 dB.从测试结果来看，增益性能尤其是平坦度性能与仿真匹配良好，表明所采用的优化平坦度结构有效.从输入输出驻波的测试结果来看，放大器输入输出呈现了较好的阻抗匹配.在噪声系数测试过程中，采用特制金属屏蔽盒排除外界信号对测量的干扰，图 9(b)为测得噪声系数与增益曲线图，可见在频带内噪声系数≤1.3 dB，从宽频带考虑，噪声参数性能也达到了较好的水平.1 dB压缩点和输出三阶互调阻断点OIP3测试结果如图 9(c)所示，带内平均P-1dB=17 dBm，OIP3=15 dBm，从中扣除14 dB增益可得IIP3=1 dBm.
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图 9 宽带低噪放性能指标测试曲线 Fig. 9 Measurement results of broadb and LNA |
图 10(a)和(b)分别为低噪声放大器在不同温度(-40、25、85 ℃)下的增益和噪声曲线图.对比图 10(a)中增益随环境温度变化曲线，低温(-40 ℃)时放大器增益升高，高温(85 ℃)时，放大器增益降低，与常温(25 ℃)结果相比，增益变化量保持在±0.4 dB之间.对比图 10(b)中曲线可知，低温(-40 ℃)时，放大器噪声系数降低，高温(85 ℃)时，放大器噪声系数升高，与常温(25 ℃)结果比较，噪声系数变化保持在±0.3 dB以内.以上对比结果表明本设计中应用的有源偏置电路具有良好的稳压和温度补偿效果.
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图 10 宽带低噪放增益和噪声性能随温度变化测试结果 Fig. 10 Gain and NF diagram of LNA at various temperatures |
表 1为本文设计的宽带低噪放与近3年部分文献及市场上同类宽带低噪放产品的性能比较.从表中数据可知，本文设计的宽带低噪放工作频带为0.5~2.5 GHz，频带宽度达5个倍频程，在带宽方面有一定的优势，且在工作带宽内增益平坦度指标表现优越；另外，本文设计的宽带低噪放在噪声系数性能方面具有显著优势，且线性度相关指标P-1dB和IIP3表现良好.综合以上，本文中提出的宽带低噪放具备带宽宽、噪声低、线性度好等优良特性.
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表 1 宽带低噪放性能对比 Table 1 Performance comparison of broadband LNAs |
本文基于改进型负反馈，采用GaAs pHEMT工艺设计芯片，并使用SiP封装技术将芯片及载有芯片和片外器件的基板封装成完整低噪声放大器.该低噪声放大器使用共源放大管，漏栅极间接改进型负反馈结构，并在源极接入调整增益平坦度的并联RC谐振结构，实现宽带低噪放.采用改进型偏置技术，不仅能对温度变化进行补偿，还能对供电电压波动进行补偿，可以在复杂的环境下稳定工作，同时具有高集成度、低噪声、低功耗等优点.
本设计中低噪声放大器尺寸为3 mm×3 mm×1 mm，供电电压为3.3 V，功耗为40 mW，工作频率为0.5 GHz~2.5 GHz.经过系统的测试，在整个工作频带内，增益约为14 dB，噪声系数在1.3 dB左右，输入输出回波系数≤-10 dB，增益平坦度为1 dB，三阶交调点为1 dBm.
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