三相功率因数校正变换器的输出电压通常为700~800 V, 为减小输入电流谐波有时甚至高达1 000 V, 增加了后级直流-直流(Direct Current, DC-DC)变换器的电压应力, 难以选择合适的开关器件.而三电平结构可将开关管的电压应力拑位为输入电压的一半, 可有效解决该问题.
LLC谐振变换器可以在全负载范围内实现原边零电压开关(zero voltage switching, ZVS)、副边零电流开关(zero current switching, ZCS), 因此具有很高的效率, 在很多应用中均是优选的DC-DC拓扑.然而, 类似其他DC-DC拓扑, 当输入电压或输出电压变化范围很宽时, LLC也难以在整个增益范围内保持高效率[1].针对该问题, Liang等[2]提出在低输入电压时工作在全桥拓扑, 高输入电压时工作在半桥拓扑, 这样在谐振腔参数不变的情况下, LLC可处理的增益范围加倍.李菊等[3]提出在低输入电压时使用变频调制, 在高输入电压时使用定频移相调制, 解决了低增益轻载时开关频率过高的问题, 并在一定程度上拓宽了LLC的低增益范围.二者的共同点在于均没有对硬件电路进行修改, 仅通过调制策略的变化, 使LLC始终工作在最适应当前环境的状态, 缩短了LLC谐振腔的增益范围, 从而可以提高电路的整体效率.
类似两电平全桥, 三电平半桥结构同样具有4个开关管.然而三电平结构众多, 因此需要选择出适合该变调制方法策略的结构.本文首先使用穷举法列举了所有能够实现ZVS的脉冲宽度调制(pulse width modulation, PWM)方法.其次, 通过类推的思想得到了3类可以实现宽增益范围的调制方法.最后, 从元件数量和应力、自动均压能力和调制方法兼容性3个方面对各三电平结构进行对比.实验结果验证了理论分析的正确性.
1 ZVS调制方法4种在工业界和学术界均被广泛使用的三电平结构被选作对比对象，包括二极管拑位型[4]、飞跨电容拑位型、二极管和飞跨电容混合拑位型[5]及桥臂串联型全桥[6]，它们的原理图如图 1所示.其中Vin为输入电压，Cd1和Cd2为分压电容，S1~S4为开关管，D1~D4、C1~C4分别为开关管的体二极管和输出等效电容，D5、D6为拑位二极管，Css为飞跨电容.谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr组成了LLC谐振变换器的谐振腔，变压器匝比为n:1，Do1~Do4为整流二极管，Co为输出电容，Ro为负载.
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图 1 4种三电平LLC谐振变换器拓扑 Fig. 1 Three-level LLC resonant converter topologies |
通常来讲，脉冲宽度调制是一种定频调制方法，其通过改变某一信号的脉冲宽度来实现对输出电压或输出电流的调节.在LLC变换器中，该信号一般是谐振腔输入电压VAB，如图 2所示.ir和im分别为谐振电流和励磁电流，Ts为开关周期，D为被调制信号的脉冲宽度占整个开关周期的比例，即占空比.
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图 2 PWM调制时三电平单元斩波输出电压及LLC谐振电流波形 Fig. 2 Output voltage of the TL chopper and LLC resonant converter when using PWM modulation |
尽管LLC谐振变换器通常采用频率调制，但是从VAB的角度来看，仍可以将其看做PWM调制D=0.5时的一种特殊情况，因此，分析PWM调制时各拓扑满足ZVS的调制方法即可.
1.1 拓扑一：二极管拑位二极管拑位又称中点拑位(neutral point clamped, NPC), 二极管D5和D6的引入, 配合一定的开关时序, 如S1提前S2关断, S4提前S3关断, 可以有效地将每个开关管的电压应力拑位于输入电压的一半[4].在理想情况下, VCd1=VCd2=Vin/2, VAB具有3个电平，为实现这3个电平需要导通的开关管如表 1所示.当S1、S2导通时，VAB=Vin/2；当S3、S4导通时，VAB=-Vin/2；仅S2导通、仅S3导通或S2和S3同时导通时可使VAB=0，但只有一种开关组合能够使各开关管均实现ZVS，即ir>0时S2导通，ir＜0时S3导通，如图 3所示.
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表 1 二极管拑位型三电平结构开关组合 Table 1 Switch combinations of Diode-clamped TL structure |
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图 3 二极管拑位型三电平结构的ZVS调制方法 Fig. 3 ZVS modulation method of topology 1 |
飞跨电容将4个开关管分为2对, 即(S1、S4)和(S2、S3), 不同于二极管拑位型结构, 开关管对之间的开关动作不再相互影响, 因此存在多种调制方法.
在确保ZVS的前提下, 实现VAB=0的开关组合在ir>0与ir＜0时各有4种, 如表 2所示.括号内为对应的Css充放电状态，如S1、S3导通时，若ir>0则Css充电，若ir＜0则Css放电.
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表 2 飞跨电容拑位型三电平结构开关组合及对应的飞跨电容状态 Table 2 Switch combinations and corresponding flyingcapacitor states of topology 2 |
Css仅在VAB=0期间充放电，为确保其电荷平衡，共有8种调制方式，如图 4所示，阴影表示开关导通.由于体二极管可形成电流通路，因此(a)~(d)的工作原理完全一致，(e)~(h)完全一致.实际控制时驱动信号之间的关系越简单越好，且开关管(通常为MOSFET)的沟道压降远低于体二极管压降.因此，实际应用时一般只考虑(d)、(h)2种.鉴此，拓扑三和拓扑四对调制方法的分析中均加入开关管对内驱动信号互补这一限制条件，不再考虑类似(a)~(c)和(e)~(g)的情况.
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图 4 飞跨电容三电平拓扑ZVS调制方法 Fig. 4 The ZVS modulation methods of topology 2 |
Canales等[5]首次提出了该结构.飞跨电容拑位是该结构的一个子集, 因此其调制方法均适用于该拓扑, 如图 5(a)和(b)所示.但使用这2种调制方法时拑位二极管D5、D6未起作用, 且飞跨电容电流应力大, 因此不是优选的调制方法.该混合拑位结构还能够使用移相调制, 如图 5(c)所示.[DTs, Ts/2]期间S2、S4开通和[(D+0.5) Ts, Ts]期间S1、S3开通均对Css放电, 但是其仍存在Cd1→S1→Css→D6和Cd2→D5→Css→S4这2条充电通路, 保证了飞跨电容的充放电平衡.
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图 5 二极管与飞跨电容混合拑位拓扑ZVS调制方法 Fig. 5 ZVS modulation methods of topology 3 |
不同于通常全桥拓扑的2个桥臂直接并联在输入电源两端, 该拓扑的2个半桥桥臂串联连接后再与输入电源并联, 因此将其称为桥臂串联型全桥.带来的最大优点是可以将每个开关管电压应力拑位为输入电压的一半, 同时不增加任何拑位元件[6].类似飞跨电容拑位, 输入分压电容将4个开关管分为2个开关对, (S1、S2)和(S3、S4).基于开关对内驱动互补的原则, 图 6给出了该拓扑可能的2种ZVS调制方法.对比图 4(d)和(h), 可知其调制方法与飞跨电容拑位结构完全相同.
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图 6 桥臂串联型全桥拓扑ZVS调制方法 Fig. 6 ZVS modulation methods of topology 4 |
DC-DC变流器常用的开关调制方式有PWM、不对称PWM、移相调制和频率调制等, 同一款变流器使用不同的调制方式时可能得到完全不同的特性, 若能根据工作环境的变化合理使用不同的调制方式, 便有可能实现变流器性能的最优化.
2.1 高增益频率调制谐振型拓扑通常采用频率调制实现增益调节, 斩波输出电压占空比固定为50%, 此时所有三电平结构的调制方法均仅有一种, 如图 7所示.
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图 7 三电平谐振型拓扑通常调制方法 Fig. 7 Traditional modulation methods of TL resonant topologies |
鉴于全桥与半桥拓扑切换在两电平全桥LLC拓扑中的成功应用[2, 7], 使用相同思路, 从调制方法入手, 对上述4种三电平结构重新进行了审视.调制目的更改为产生如图 8所示的斩波输出电压.相比图 7, LLC谐振腔输入电压幅值减半, 意味着在相同的谐振腔参数和负载条件下, LLC增益减半.因此称其为低增益频率调制方法(low gain frequency modulation, LGFM).相应地, 传统调制方法称为高增益频率调制方法(high gain frequency modulation, HGFM).
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图 8 LGFM时斩波输出电压及LLC谐振电流 Fig. 8 Chopper output voltage and resonant converter when using LGFM |
为实现ZVS, 拓扑一中S2、S3不能同时开通, 但ir在VAB=0期间方向改变, 因此不能产生图 8所示斩波电压.在拓扑二和拓扑三中, 可取得VAB=0的开关组合有S1、S3开通和S2、S4开通2种, 由于VAB=0时ir＜0, 因此前者对飞跨电Css放电, 后者对Css充电.为保证飞跨电容及分压电容充放电平衡, 仅有如图 9(a)所示的一种调制方法.然而, 基于稳态时飞跨电容安秒积为零的原则, 拓扑三中拑位二极管不再流通电流, 退化为拓扑二.同理, 拓扑四也仅存在一种调制方式, 如图 9(b)所示.此时斩波单元输出电压频率是开关频率的2倍, 因此也可将其称为倍频调制方法[8].
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图 9 低增益频率调制方法 Fig. 9 Low gain frequency modulation method |
移相、PWM等定频调制LLC具有低增益范围宽、开关频率变化范围窄、轻载效率高等优点[9-11], 与传统频率调制方法结合, 在一定场合可以提高变换器的整体性能.其调制目的是产生占空比可调的谐振腔输入电压, 为得到该电压, 各三电平拓扑的调制方法不尽相同, 拓扑二、四为不对称脉冲宽度调制, 拓扑三为移相调制.然而, 若从谐振腔输入电压的角度来看, 以上调制方法的调制自由度均为占空比, 与占空比固定、以频率为自由度的频率调制方法具有本质区别, 因此, 统称其为PWM调制.
3 性能对比4种拓扑均能满足高输入电压场合的基本要求, 即开关管电压应力为输入电压的一半, 接下来将在拑位元件数量及电流应力、均压特性、调制方法兼容性等方面对其进行对比分析.
为定量对比各三电平拓扑的性能, 使用相同主电路参数进行了仿真分析, 原理图及主要参数分别如图 1和表 3所示.表中，Rds为开关管S1~S4的通态电阻，电路fs为开关周期.
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表 3 电路仿真参数 Table 3 Circuit simulation parameters |
由于频率调制可看做PWM调制的一种特殊情况, 因此在对比元件应力和自动均压能力时均以PWM调制方法为例.
3.1 元件数量与应力后级电路完全一致，主要差别在于三电平斩波单元本身.由图 1可知，拓扑一需要2个拑位二极管，拓扑二需要一个飞跨电容，拓扑三需要2个二极管和一个飞跨电容，而拓扑四不需要任何拑位元件.
各三电平拓扑中拑位元件电流应力波形如图 10所示，t1~t4为对应VAB电平切换的各个时刻.
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图 10 各三电平拓扑拑位元件主要波形 Fig. 10 Main waveforms of clamping elements of each TL structure |
1) 分压电容：在前3种拓扑中, 原边电流均回到分压电容桥臂中点, 因此分压电容电流应力约为原边电流的一半.拓扑四中输入分压电容仅在VAB=0时流过一半的原边电流, 其余时刻电流为零.
2) 二极管：拓扑一和拓扑三中含有拑位二极管.在VAB=0时作为原边电流返回的主要通路.
3) 飞跨电容：拓扑二和拓扑三中包含飞跨电容.在理想情况下, 其电压恒为Vin/ 2, 在VAB=0时, 拓扑二中飞跨电容流过全部的原边电流, 电流应力较大.拓扑三的飞跨电容仅流通开关管等效输出电容的充放电电流, 导通时间短, 且电流有效值很小.
综上, 拓扑四不需要任何拑位元件, 且分压电容电流应力最小, 在该项目上性能最优.
3.2 自动均压能力PWM调制时三电平斩波单元输出电压波形如图 11所示, 理想情况下正负半周占空比相等, Dp=Dn, 移相角度PS=180°.
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图 11 三电平结构斩波单元输出电压 Fig. 11 Output voltage of TL chopper unit |
然而, 实际电路中可能存在驱动延时和开关管特性不一致等问题, 导致VAB波形不再对称, 具体可归纳为Dp≠Dn和PS≠180°这2种情况[12].为定量对比各三电平结构的均压问题, 使用相同主电路参数和不对称度, 借助SIMPLIS软件进行了仿真试验, 偏移量均取为开关周期的1%.
拓扑一仅有一种调制方法, 当拓扑二、三、四分别采用如图 4(h)、图 5(c)和图 6(b)所示的调制方法时, 各电容电压仿真结果如表 4所示.拓扑四中谐振电容电压理想值为Vin/2=40 V.可知当后级为LLC谐振单元, 施加相同不对称度时, 拓扑一、二和四的偏压情况相近, 拓扑三的自动均压能力最优.下面将以拓扑一为例对偏压原理作简要分析.
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表 4 偏压仿真结果 Table 4 Simulation results of unbalanced voltage |
假设Dp＜Dn, 仿真波形如图 12 (a)所示.稳态时分压电容在DpTs、DnTs内安秒积为零, 则该时间段内谐振电流平均值Ir, Dp、Ir, Dn满足
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图 12 拓扑一不对称工作情况 Fig. 12 Simulation waveforms of topology 1 under asymmetric operation |
| $ \frac{{{I_{{\rm{r,}}{{\rm{D}}_{\rm{p}}}}}}}{{{I_{{\rm{r,}}{{\rm{D}}_{\rm{n}}}}}}} = \frac{{{{\rm{D}}_{\rm{n}}}}}{{{{\rm{D}}_{\rm{p}}}}} > 1. $ | (1) |
因此正负半周续流阶段Tpf、Tnf的起始电流ir(t1)>ir(t4).
由正、负半周续流时间相等Tpf=Tnf, 且稳态时Tpf、Tnf内安秒积为零, 即
| $ {{I_{{\rm{r,}}{{\rm{T}}_{{\rm{pf}}}}}}{T_{{\rm{pf}}}} = {I_{{\rm{r,}}{{\rm{T}}_{{\rm{nf}}}}}}{T_{{\rm{nf}}}}.} $ | (2) |
可得Ir, Tpf=Ir, Tnf, 其中Ir, Tpf为Tpf内平均电流, Ir, Tnf为Tnf内平均电流.所以稳态时, 谐振电容电压在Tpf内的平均值应该大于其在Tnf内的平均值, 可进一步推知, 谐振电容平均电压大于零, 即VCr>0.
稳态时电感伏秒积为零, 即
| $ {D_{\rm{p}}}{V_{{\rm{Cd1}}}} - {D_{\rm{n}}}{V_{{\rm{Cd2}}}} - {V_{{\rm{Cr}}}} = 0. $ | (3) |
由Dp＜Dn和VCr>0, 可得VCd1>VCd2.
3.2.2 正负半周相位差不等于180°以相位差小于180°为例, 此时Tpf＜Tnf.由式(2) 可知, Ir, Tpf>Ir, Tnf, 可进一步推知, 谐振电容平均电压大于零, 即VCr＜0.将Dp=Dn代入式(3), 可得VCd1＜VCd2.
拓扑二、四的偏压原理与拓扑一类似, 不同的是拓扑二中分压电容Cd与谐振电容Cr串联, 且Cd
输入分压电容、飞跨电容或谐振电容电压偏离理想值较为严重时, 会产生开关管及整流二极管电应力增加、变压器偏磁等问题, 需要进行均压控制.本节目的在于理清1) 该拓扑是否需要专门的均压控制；2) 若需要均压控制, 应对哪个电容电压进行采样.周玮阳等[12]对如何进行均压控制做了具体分析, 此处不再讨论.分析结果表明：1) 后级为LLC谐振变换器时, 拓扑三不需要专门的均压控制, 而拓扑一、二、四需要；2) 进行均压控制时, 对拓扑一应采样VCd和VCr, 拓扑二采样VCss和VCr, 拓扑四采样VCd和VCr.
3.3 调制方法兼容性各三电平拓扑对上述3种调制方法的兼容性汇总于如表 5所示.表中“√”表示该拓扑能够使用某一调制方法，“×”则表示该拓扑不能够使用某一调制方法.从表中可知，拓扑一不能实现LGFM调制, 因此不适用于增益范围特别宽的场合.拓扑三虽然能实现HGFM和LGFM调制, 但这2种调制方法对拑位元件的利用程度不高, 如LGFM时拑位二极管完全失去作用.其更适合应用于PWM调制场合.拓扑二与拓扑四工作原理相近, 均可以使用这3种调制方法, 但是拓扑二需要飞跨电容, 且元件电流应力较大.
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表 5 各三电平拓扑调制方法兼容性 Table 5 Modulation methods compatibility of each TL topology |
为验证理论分析, 搭建了一台小功率样机.考虑到开关管特性、驱动电路延时和其他元件参数不一致等原因可能造成的影响, 4个拓扑使用同一台样机实现.即输入分压电容、谐振腔及其后级电路、MOSFET及其驱动电路等使用相同元件；根据三电平斩波单元的不同, 使用不同的电路连接组成特定拓扑.系统参数如表 3, VAB=80 V；S1~S4: IRF530；D5~D6、Do1~Do4:UG2D；Cd1~Cd2:100 μF/450 V；Css:10 μF/250 V；Cr:22 nF+33 nF, 实测为54.2 nF.
如图 13所示为偏压实验波形, 其中(a)、(c)、(e)和(g)分别是拓扑一至拓扑四在正负半周占空比不相等时的主要波形.由于输入分压电容电压和/或飞跨电容电压偏离理想值很小(小于2V/40V=5%), 因此各主要波形与理想波形几乎没有差别.截取的拑位二极管、飞跨电容和输入分压电容等元件的实验波形验证了图 10中仿真结果.(b)、(d)、(f)和(h)为正负半周相位差等于176.4°时的主要波形.此时, 拓扑一中VCd1=34.11 V小于理想值40 V, 谐振腔输入电压VAB正半周电压明显小于负半周也证明了这一点.拓扑二中飞跨电容电压(46.96 V)偏离理想值较大, 分压电容电压维持在理想值附近.拓扑三在不对称情况下表现出色, 各电容电压始终保持在理想值左右.除了VAB包含Vin/2左右的直流分量, 拓扑四的偏压程度与拓扑二相近, 其输入分压电容电压VCd2=32.96 V, 偏离理想值7 V.
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图 13 拓扑一至拓扑四偏压实验波形 Fig. 13 Experimental waveforms of topology 1 to topology 4 under unbalanced voltage |
如表 6所示为偏压实验结果.可知偏压方向与幅度大小与表 5仿真结果基本一致, 具体数据稍有区别, 最大误差出现在拓扑二的VCd1, 为41.52-40/40=3.8%.验证了理论分析与仿真的正确性.
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表 6 偏压实验结果 Table 6 Experimental results of unbalanced voltage |
针对高输入电压、宽增益范围应用, 本文首先分析了4种三电平LLC拓扑的ZVS调制方法, 然后对比了元件数量与应力、自动均压能力和调制方法的兼容性等特性.
二极管拑位型LLC拓扑的调制方式受限, 不适合增益范围很宽的场合.二极管与飞跨电容混合拑位拓扑自动均压能力强, 但频率调制对其拑位元件的利用率不高, 更适合使用PWM调制.飞跨电容拓扑调制方法灵活, 但输入分压电容和飞跨电容电流应力大.桥臂串联型全桥拓扑使用元件数量最少、电流应力最小且调制方法灵活, 在宽增益范围场合具有最佳的综合性能, 但其自动均压能力较差, 在性能要求严格的应用中可能需要专门的均压控制.
本文对高压输入LLC应用场合的拓扑选择与控制方案提供了一定的分析基础, 但出于完整性考虑, 仍有部分工作需要完善, 如不同负载状况下各调制方法的特性.
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