自从20世纪70年代美国开始研制全球定位系统(GPS)以来, 世界各大国都在发展自己的全球卫星导航系统.目前, 全球卫星导航系统有四大供应商, 分别是美国的GPS、俄罗斯的GLONASS、欧洲的伽利略和中国的北斗.为了提高定位精度和可靠性, 免受单一系统的制约, 多模卫星组合导航是未来发展趋势[1].研制包含多个卫星导航频段的低噪声放大器有着重要的现实意义.
低噪声放大器性能的影响因素主要包括器件类型、电路结构和封装方式3个方面.作为低噪声放大器的核心指标, 噪声系数主要由晶体管的器件类型决定.目前, 报道过的工作在导航频段及其附近的频段的低噪声放大器放大管常见的器件类型有GaAs pHEMT[2]、SiGe HBT [3-4]和CMOS [5-6].使用SiGe HBT和CMOS器件主要是出于工艺兼容性与成本的考虑, 噪声性能与增益性能不如GaAs pHEMT[7].在电路结构方面, 低噪声放大器的偏置电路通常采用上拉电阻、电流镜电路[8]等, 但是前者对供电电压、环境温度等因素的波动无补偿能力, 后者只能对环境温度进行补偿, 无法有效地解决多因素波动对低噪声放大器输出的影响.在封装方式上, 低噪声放大器的匹配电路通常集成在MMIC内部, 并将匹配电路中部分不易集成的分立元件, 如高Q值电容电感, 置于封装外[9].由于片中集成的匹配元件无法调节, 导致工作频点等参数调整时, 重复研发周期长、成本高.
针对上述问题, 本文基于GaAs pHEMT工艺和系统级封装(system in package, SIP)系统封装形式, 设计包含改进型有源偏置电路的低噪声放大器模块.该模块中, 低噪声放大器的匹配电路置于芯片外, 通过SIP方式与芯片共同封装成低噪声放大器模块, 具有较低的噪声和较高的集成度, 并可以通过调节匹配电路中的分立元件, 实现工作频点的切换, 芯片和基板可以重复利用, 大幅减少了研发周期.采用的有源偏置电路通过稳压电路结构抵御电源电压波动, 并通过电流反馈和电流抵消管抵御环境温度波动, 实现放大电路偏置点的稳定, 使得低噪声放大器模块能够在复杂的环境中稳定工作.
本文设计的低噪声放大器的工作频段为1.550~1.615 GHz, 覆盖了四大GNSS供应商的频点, 适应多模多频的需求, 具有噪声低、增益大、集成度高、电源电压与温度的稳定性好的特点.
1 低噪声放大器设计该低噪声放大器模块电路的整体框图如图 1所示.电路由共源共栅放大电路、偏置电路、输入输出匹配电路和源极退化电感构成.其中共源共栅放大电路和偏置电路设计在芯片上, 芯片工艺采用具有良好高频性能和低噪声系数的GaAs pHEMT工艺.置于芯片外的输入输出匹配电路采用分立元件构成, 其中源极退化电感LS采用键合线和基板上的走线实现.最终的低噪声放大器模块采用SIP封装方式, 将芯片和分立元件组装在一块基板上, 并采用塑料封装实现.封装后的模块的引脚包含电源VDC、地GND、射频输入RFIN、射频输出RFOUT和使能EN.
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图 1 低噪声放大器整体电路图 Fig. 1 Overall circuit diagram of LNA module |
低噪声放大器电路架构基于共源共栅放大器构建, 以获得高增益和高稳定性.如图 1所示, 为了方便正电源供电, 采用增强型的pHEMT管.
图 1中, 通过共源级M1的跨导放大作用, 将微弱的电压信号转化为电流信号, 并利用共栅级M2作为电流缓冲器, 提高低噪声放大器输出阻抗, 以实现更大的负载电流和更高的电压增益.此外, 由于共栅级M2具有较小的输入阻抗, 在共源级M1电流增益不变的情况下实现了电压增益的抑制, 从而减小了共源级M1输入输出之间的密勒电容, 以获得更出色的高频性能.共源共栅结构输入输出间良好的隔离在降低了匹配难度的同时, 提高了放大电路的稳定性[10].
为了平衡低噪声放大器电路的增益和线性度, 共源级M1和共栅级M2均选用20个栅宽为25 μm的单指并联, 总栅宽为500 μm的pHEMT管.出于功耗考虑, 具体电路设计时, 将放大电路的静态偏置电流设置在5 mA附近.
1.1.2 偏置电路设计共源共栅结构的放大器的偏置电路要分别给共源级和共栅级提供偏置.电源不稳定及环境温度的变化都会造成偏置电流的波动, 需要设计合适的偏置电路, 以补偿外部电压和温度波动对放大器偏置电流的影响[11].
图 1中共源级放大管M1的偏置电路如图 2所示, 输出VGB为M1栅极提供偏置电压.图中, M7、M8和M9为开关管.当EN为高电平时, 3个管子导通, 电路处于工作状态, VGB输出偏置电压；当EN为低电平时, 3个管子断开, 偏置电路的电流仅为极小的漏电流, VGB输出被R4下拉到地, 由于VGB与共源级放大管M1的栅极相连, 此时M1支路的电流为极小的漏电流.偏置电路和放大电路都为极小的漏电流, 由此实现了整个模块的关断功能.
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图 2 改进型有源偏置电路 Fig. 2 Improved active bias circuit |
R2、R3与M4构成了稳压电路, 可以抑制电源供电电压VDC的变化对图 2中A点电压的影响.当VDC升高时, 若M4的栅极电压不变, 则A点的电压VA上升；在实际提高VDC时, B点电压VB随之升高, 而B点与M4的栅极相连, M4的栅极电压上升将使通过M4的电流增大, 在特定的条件下可以使VA降低, 输出偏置电压VGB随之降低.同时, 因为VGB给M1栅极提供偏置电压, VGB的降低将有效地抑制VDC升高导致的M1偏置电流的增加.具体的分析如下.
在该偏置电路设计中, M3、M4、M5选取相同的尺寸, 此时三者具有相近的跨导.为了简化分析, 假设M3、M4、M5具有相同的跨导gm.此时, 由电路的小信号模型可以计算出ΔVA与ΔVDC的关系：
| $ \Delta {V_A} = \Delta {V_{{\rm{DC}}}}\frac{{2 - {g_{\rm{m}}}{R_2}}}{{1 + {g_{\rm{m}}}{R_3}}}. $ | (1) |
由式(1) 可以看出, 如果gmR2 > 2, 当供电电压VDC增大即ΔVDC > 0时, ΔVA < 0即A点的电压减小, 且ΔVA可以通过R2和R3的大小来调节.
偏置电路的输出电压的变化量ΔVGB与电源电压的变化量ΔVDC的关系为
| $ \Delta {V_{{\rm{GB}}}} = \Delta {V_{DC}}\left( {\frac{{2 - {g_{\rm{m}}}{R_2}}}{{1 + {g_{\rm{m}}}{R_3}}} + \frac{1}{{1 + \frac{{{R_4}}}{{{R_5}}} + 2{g_{\rm{m}}}{R_5}}}} \right). $ | (2) |
从式(2) 可以看出, 当gmR2 > 2时, 第一项为负, 第二项为正, 可以调节电阻R2~R5, 使得VGB随VDC的增大而减小, 从而抑制电源波动带来的影响.VGB随VDC变化的仿真结果如图 3所示.可以看出, 当VDC为2.0~3.0 V时, VGB随VDC的变化趋于平缓；VDC在3 V以上时, VGB随VDC的增大而减小, 由此可以抑制VDC增大对电流的影响.
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图 3 VGB随VDC变化的仿真结果 Fig. 3 Simulation result of VGB vs VDC |
当环境温度降低时, M5和M6的电流同步上升, 使得流经R4的电流基本保持不变, 因而M5、M6随温度的波动不影响输出偏置电压VGB.同时, 温度的下降使得M3、M4支路上的电流增加, 导致R2、R3上的电压增加, M5的栅极电压VA降低, 从而导致输出偏置电压VGB降低, 以抑制图 1中M1、M2中电流因温度降低而产生的向上偏移, 从而抑制放大器静态偏置电流随温度变化产生的波动.
共栅级的晶体管偏置电压的变化对低噪声放大器的偏置电流影响不大.对图 1所示的共源共栅放大器进行大信号仿真, 得到M2管在栅极偏置为2 V时线性度最佳, 将偏置电路设计为如图 4所示的电路.分别将图 4上方两个pHEMT的源极和漏极短接, 利用栅极和源漏极之间的肖特基结构构成肖特基二极管[12], 每个肖特基二极管约有0.6 V的导通电压, 使得图 1中M2栅极上的电压VGT为2 V.用EN信号控制电路的工作状态, 当EN为高电平时, 电路正常工作；当EN为低电平时, 偏置电路停止工作, VGT输出被短路到地, 且偏置电路上电流仅为极小的漏电流.
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图 4 共栅级偏置电路 Fig. 4 Bias circuit of common-gate stage |
最终设计的芯片版图如图 5所示.该芯片使用0.25 μm栅长的低噪声GaAs pHEMT工艺, 芯片尺寸为700 μm×560 μm×100 μm.图 5中, 芯片版图的上半部分为偏置电路, 下半部分是共源共栅放大电路.
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图 5 低噪声放大器芯片版图 Fig. 5 Layout of LNA die |
低噪声放大器的阻抗匹配包括输入和输出匹配.
输入匹配的目标是将源阻抗匹配至最佳噪声源阻抗, 同时将输入阻抗匹配至50 Ω.但是这两个目标通常是难以同时实现的.通过调节源极退化电感(图 1中的LS), 使未匹配的低噪声放大器的输入阻抗的共轭Zin与最佳噪声阻抗点Zopt尽可能接近, 即dZ=|Zin*-Zopt|尽可能小, 此时最小噪声系数和最佳输入驻波对应的源阻抗将比较接近[13].
dZ的仿真结果如图 6所示.可以看出, 源极电感LS约为1 nH.此时仿真得到未匹配时的最佳噪声源阻抗与输入阻抗在Smith圆图中的位置, 如图 7所示.通过在输入端串联一个电感, 此时Zopt将沿着等电阻圆逆时针移动至Z′opt, 输入反射系数Zin的点顺时针移动至Z′in, 如图 7的箭头所示, 两者将于接近Smith圆图的圆心位置近乎重合, 实现输入端的噪声匹配与源阻抗匹配.
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图 6 dZ随LS变化的仿真结果 Fig. 6 Simulation result of dZ vs LS |
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图 7 Zin与Zopt随L1的变化轨迹 Fig. 7 Locus of Zin and Zopt vs L1 |
共源共栅结构输入输出的隔离度较好, S12通常小于-30 dB, 输出匹配对输入匹配的影响较小, 所以在本设计中采用单向化设计[14], 即在输入匹配完成后, 再进行输出匹配.低噪声放大器的输出匹配使用一级LC网络(图 1中的L3和C2)实现.
1.3 封装设计为了实现更好的噪声性能, 并便于多频点的通用性, 将匹配电路外置于基板上实现.封装采用SIP塑封方式对集成了放大器和偏置电路的芯片和外围匹配电路的基板进行整体封装, 构成低噪声放大器模块.底部的焊盘采用平面栅格阵列(land grid array, LGA)的形式.该焊盘形式没有侧边引脚, 减小了寄生参数带来的性能恶化, 有利于高密度的布板[15].
为了在相同基板厚度下实现更多层的走线, 以实现更复杂的电路, 并减小电路的尺寸, 在基板工艺上, 采用无芯基板[16].
基板的尺寸为3 mm×3 mm, 包括3层介质和4层金属.第一层(表层)用于射频和偏置电路的走线以及粘贴表贴元件与芯片, 第二层与第三层用于直流偏置信号走线, 第四层(底层)作为LGA焊盘, 用于低噪声放大器模块和导航系统PCB的连接.三层介质的厚度从底部到顶部分别为40、30、40 μm, 总厚度为100 μm.
基板采用可支持多频点应用的通用式布版, 当所需工作频点改变时, 若芯片外围匹配电路的结构相同, 则该基板可以重复利用.安装上元器件和芯片的基板照片如图 8所示.为了减少元器件数量, 图 1中LS采用键合金丝加蛇形基板走线的方式实现, 并使用电磁仿真估计总电感量.调试时, 通过金丝高度和键合在蛇形走线的不同位置调节该电感量, LS总的可调节范围为0.5~1.5 nH, 可以用于调试时的电感微调或工作频点切换.其余电感较大(大于3 nH), 不宜使用该方法, 所以采用表贴元件.图 1中输入匹配电感L1采用高Q值的0402绕线型贴片电感, 以避免噪声恶化.输出匹配电感L3与电源去耦电容C4采用0201封装的元器件.
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图 8 安装上元器件和芯片的基板 Fig. 8 Substrate on which elements and die are mounted |
将组装好元器件和芯片的基板进行塑封和激光打标, 形成最终成品的低噪声放大器模块.塑封后的低噪声放大器模块的整体厚度为1 mm.
2 测试结果对设计好的低噪声放大器模块进行测试, 测试PCB如图 9所示.低噪声放大器的工作电压为3.3 V, 25 ℃时的供电电流为4.6 mA；处于关断状态(EN为低电平)时供电电流小于1 μA, 符合低功耗要求.
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图 9 塑封后的低噪声放大器模块及其测试PCB Fig. 9 Plastic packaged LNA module and its test PCB |
25 ℃下S参数的测试结果如图 10所示.在工作频段1.550~1.615 GHz中, 低噪声放大器模块的增益可达20 dB, 频带内输入回波损耗小于-15 dB, 输出回波损耗小于-10 dB, 说明该模块具有较高的增益和较好的输入输出匹配.噪声系数NF和输出三阶互调阻断点OIP3的测试结果分别如图 11、12所示.在工作频段内NF约为0.65 dB, 中心频率的OIP3为20.6 dBm, 去除20 dB增益可得输入三阶互调阻断点IIP3为0.6 dBm, 说明该模块具有优异的噪声性能和良好的线性度.
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图 10 S参数随频率变化的测试结果 Fig. 10 Measured S-parameter vs frequency |
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图 11 噪声系数随频率变化的测试结果 Fig. 11 Measured noise figure vs frequency |
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图 12 OIP3测试结果 Fig. 12 Measured result of OIP3 |
电路的供电电流随供电电压变化的测试曲线如图 13(a)所示.当电源电压在3.0~3.6 V下变化时, 供电电流为4.4~4.8 mA, 可见偏置电路能够使电路在一定供电电压范围内实现工作电流稳定.如图 13(b)、(c)所示分别为该低噪声放大器中心频率1.580 GHz处的IIP3和噪声系数、S参数随供电电压变化的测试曲线.可以看出, 供电电压在3.0~3.6 V下变化时, 低噪声放大器的性能变化较小, 可以正常工作.
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图 13 低噪声放大器模块指标随供电电压变化的测试结果 Fig. 13 Measured results of LNA module vs supple voltage |
不同温度下的供电电流如图 14(a)所示.可以看出, 供电电流随温度的上升而上升.该温度特性与pHEMT管的温度特性相反, 这是由于偏置电路对不同温度下的栅压进行了过度的补偿.由图 14(b)、(c)可知, 当电路工作在中心频率1.580 GHz, 温度在-40~85 ℃下变化时, 增益在19.7~20.5 dB下变化, 噪声系数在0.5~0.8 dB下变化.由以上测试结果可以看出, 由于使用了带温度补偿的偏置电路, 该低噪声放大器模块在大范围温度波动下可以稳定地工作, 可以适用于复杂的空间环境中.
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图 14 低噪声放大器模块指标随环境温度变化的测试结果 Fig. 14 Measured results of LNA module vs ambienttemperature |
如表 1所示为本文低噪声放大器与几款类似的商用产品的对比.可以看出, 该低噪声放大器在噪声、增益方面较其他产品有显著优势.此外, 本文的低噪声放大器有较高的集成度, 虽然封装尺寸略大于另外三款设计, 但是无需外部元件.通过将高Q值的器件集成在封装内, 减小了引线长度, 降低了损耗与寄生参数的影响, 从而提高了性能, 减少了整机设计者的工作量.
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表 1 与目前几款商用导航低噪声放大器的对比 Table 1 Comparison with several commercial GNSS LNA |
本文基于GaAs pHEMT器件工艺和SIP封装技术, 设计了一款应用于1.550~1.615 GHz GNSS频段的具有低噪声、高集成度的低噪声放大器模块.放大电路采用共源共栅结构, 获得了较高的增益.设计的改进型有源偏置电路对电源电压和温度变化进行补偿, 使得低噪声放大器模块在更加复杂的环境中能够稳定地工作.采用SIP封装技术, 封装外部无需使用分立元件.此外, 该模块具有使能引脚, 当不需要该模块工作时, 能够通过将使能引脚上的控制信号置为低电平, 使该模块进入关断状态, 以满足系统低功耗的要求.
本文设计的低噪声放大器模块在工作频段内噪声系数约为0.65 dB, 增益可达20 dB, 输入输出回波损耗小于-10 dB, 中心频率输入三阶互调阻断点为0.6 dBm, 电源电压为3.3 V, 功耗为15 mW, 模块尺寸为3 mm×3 mm×1 mm.
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